为同步整流选择最优化的MOSFET

　　1. 引言

　　用MOSFET替代二极管引发了新的挑战——优化系统能效和控制电压过冲。本应用笔记介绍了通过利用英飞凌OptiMOS™3解决方案的优化表(适用于30 V、40 V、60 V、75 V、80 V、100 V、120 V和150 V等应用)帮助选择最佳MOSFET的方法。

　　图1. 二极管整流与同步整流之比较

　　. 同步整流基础知识

　　要选择最优的MOSFET来实现同步整流，必须充分理解MOSFET的功耗产生机制。首先，必须区分开随负载而变化的导通损耗与基本保持不变的开关损耗。导通损耗取决于MOSFET的RDS(on)和内部体二极管的正向电压VSD。随着输出电流的提高，导通损耗(RDS(on)损耗)也会相应地增加。为确保两个SR MOSFET之间互锁，以避免出现直通电流，必须实现一定的死区时间。因此，在开启一次侧之前，必须关断相应的MOSFET。由于该MOSFET正在导通全部续流电流，因此，这些电流将不得不从MOSFET沟道转而流向内部的体二极管，并由此产生额外的体二极管损耗。体二极管的导通时间很短，仅为50 ns至100 ns左右，因而，当输出电压比体二极管的正向电压高得多时，这些损耗可以忽略不计。

　　取决于电源转换器的开关频率和输出负载，开关损耗对MOSFET的总功耗有很大影响。MOSFET开启时，必须对栅极进行充电，以产生栅极电荷Qg。MOSFET关断时，则必须将栅极中的电荷放电至源极，这就意味着Qg将消散在栅极电阻和栅极驱动器中。对于特定MOSFET技术，栅极驱动损耗会随着RDS(on)的降低而增加，因为硅片越大Qg就越多。

　　在总开关损耗中占很大比例的另一种损耗与MOSFET的输出电容Coss和反向恢复电荷Qrr有关。MOSFET关断时，必须将Qrr移走，并且必须将输出电容充电至次级变压器电压。这个过程会导致反向电流峰值，该电流将耦合到交换环路的电感中。所以，这些电量将被转移至MOSFET的输出电容，加上之前存储的电量，将由此产生电压尖峰。这些电量将触发LC振荡电路。LC振荡电路的性能取决于印刷电路板的感应系数和MOSFET的输出电容Coss。LC电路的寄生串联电阻将减弱振荡。由于这种在关断过程中产生的感应电量直接取决于MOSFET Coss(相应地，当输出电容被充电至次级变压器电压时，则为输出电荷Qoss)，因此，总Coss决定了容性关断损耗。对于栅极电荷也是如此，Qoss会随着RDS(on)的降低而增加。因此，总是能找到可以实现最高效率的导通损耗与开关损耗之间的平衡点。

　　大致上，对于OptiMOS™3产品而言，Qrr可以忽略不计，因为其对总功耗的影响微乎其微。在这种情况下，Qrr仅被视为MOSFET体二极管的反向恢复电荷，而数据手册中的Qrr则是按照JEDEC标准测得的，因此，除体二极管Qrr之外，还包含MOSFET的部分输出电荷。此外，其他因素也会导致应用中的实际Qrr值低于数据手册所提供的Qrr值。数据手册中的值是在对体二极管施以允许的最高MOSFET漏极电流、体二极管导通时间长达500 μs并且di/dt值固定为100A/μs的条件下测得的。在实际应用中，通常电流仅为最高漏极电流的三分之一左右甚至更低，体二极管导通时间在20ns至100ns范围内，并且di/dt可能高达800A/μs。

　　3. 优化同步整流MOSFET

　　要优化SR MOSFET的效率，必须找到开关损耗与导通损耗之间的最佳平衡点。在轻负载条件下，RDS(on)导通损耗占总功耗的比例极低。在这种情况下，在整个负载范围内基本保持不变的开关损耗是主要损耗。但是，当输出电流较高时，导通损耗则成为最主要的损耗，其占总功耗的比例也最高，请参见图2。

　　图2. 功耗构成与输出电流的关系

　　在选择最适当的MOSFET时，必须特别注意RDS(on) 的取值范围，如图3所示。当RDS(on)超出最优值时，总功耗将随RDS(on)的提高而线性增加。但当RDS(on) 降至低于最优值时，总功耗也会因输出电容的快速增加而急剧上升。此外，在图3中可以看出，可实现最低功耗的RDS(on)值范围相当宽。在本例中，当RDS(on)在1毫欧姆至3毫欧姆范围内时，总功耗始终大致相同。但是，在此范围之外，RDS(on)仅下降0.5毫欧姆，便会令总功耗提高一倍，从而严重降低电源转换器的效率。

　　图3. 功耗与RDS(on)值的关系

　　对于优化SR，另一个重要的问题是正确选择MOSFET封装。只要将TO-220封装替换为SuperSO8封装即可实现效率提升。这是因为，SuperSO8封装的电阻占总RDS(on)的比例更低。在降低RDS(on)的同时，保持输出电容不变，能够降低FOMQoss。FOMQoss是特定MOSFET解决方案的性能指标(FOMQoss= RDS(on) * Qoss)。因此，降低FOMQoss可以降低开关损耗，从而提高系统能效。

　　4. 应当按何种负载电流优化MOSFET?

　　要在整个负载范围内实现均衡的效率，必须借助四象限SR器件优化表对MOSFET电流做出合理的选择。采用满负载优化，可以在输出电流较高时实现良好的效率。但是，当负载较低时，这种方法会大大降低效率，并且所需并联MOSFET的数量将多得不能接受。因此，必须找到最优MOSFET电流，以在整个输出电流范围内实现相对恒定的效率值。

　　为阐明这个问题，图4显示了不同优化方法得到的效率。图中所示效率曲线为，当变压器电压为40V、栅极驱动电压为10V、开关频率为100kHz时计算得到的12V同步整流级的效率。在75V优化表中选择 IPP034NE7N3，按10 A MOSFET电流进行设计，所得到的优化方案仅需一个MOSFET。如图4所示，这种优化方案能够在低电流时实现很高的效率，而在高电流时效率却极低。按50 A进行优化设计，所得到的最佳方案则需要5个MOSFET。采用这种优化方案，低电流时的效率将低得不能接受，但在满负载时可以达到最高效率。因此，对该设置而言，最佳优化方案是采用两个并联的MOSFET，从而获得整体均衡的效率。

　　通常，按最高输出功率的20%至30%对MOSFET进行优化，可以获得均衡的总体效率。对于强调轻负载效率的系统，可以按最高电流的10%至20%的低电流进行优化;而对于高负载设计，则适于按最高电流的60%进行优化。应当避免按100%输出负载进行优化，因为这会严重降低系统的低负载效率，并大大增加所需并联的MOSFET数量。

　　图4. 不同优化方法实现的效率不尽相同