NCP1650型功率因数校正器的应用及电路设计

1典型应用电路

NCP1650可构成100W～1kW的功率因数校正器，其外围电路简单而性能优良，功率因数可达0.95～0.99。

NCP1650型功率因数校正器的典型应用电路如图1所示，该电路的输入交流电压u=85～265V，最大输入功率PIM=1053W，最大输出功率POM=1000W，额定直流输出电压UO=＋400V，功率因数λ=0.95。启动限幅器可任选一种箝位保护电路。u经过桥式整流后分作两路，一路通过电阻分压器R4和R5，给ACIN端提供全波整流电压u1；另一路作为线电压uL，接启动限幅器，再经过电感器L和整流滤波电路，输出直流电压UO。UO又经过R9、R10分压后，给FB／SD端提供反馈电压UFB。利用下式可以计算输出电压的额定值UO=（1＋）UFB（1）已知UFB=4.0V，取R9=360kΩ、R10=3.6kΩ时，利用式（1）计算出，UO≈400V。要求UO的额定值必须大于最高交流电压的峰值，即UO>umax。当u=

umax=265V时，其峰值电压umax≈375V。由于UO>375V，因此可保证在规定输入交流电压范围内对功率因数的校正。
R1和C3为直流误差放大器的频率补偿网络。R2、C4构成功率误差放大器的频率补偿网络。R3用于限制最大输入功率PIM值。C5为脚9的滤波电容，可滤除纹波。C6与C7分别为AC IN端、ACREF端的滤波电容。R6和C8为交流误差放大器的频率补偿网络，C8还兼作软启动电容。R7是锯齿波补偿电阻。C9为振荡器的定时电容。R8和C11分别是电流检测放大器的电流定标电阻、滤波电容。RS为检测线电流及电感器瞬态感应电流的取样电阻。

图1中的电感器L亦可改成高频变压器，将二次绕组电压进行整流滤波后，可为NCP1650提供电源电压UCC，其典型值为14V。

2功率因数校正器的电路设计

下面就以图1所示的电路为例，介绍功率因数校正器的电路设计。现规定设计指标如下：umin=85V，umax=265V，f=100kHz，UO=400V，最大输出功率POM=1kW。要求开关纹波电流与线电流的百分比为30％。

2.1计算电感器L

计算公式为L=·（2）

利用式（2）不难算出，当u=umin=85V时，L=84μH。当u=umax=265V时，L=176μH。应根据实际电压范围来确定合适的电感量。

尽管L的电感量很小，但所通过的线电流很大。最大峰值线电流由下式决定iL(max)=（ 3）

最大峰值电流出现在低压供电（u=umin）和满负荷的情况下。此时iL(max)=16.6A，电感器中的有效值电流为11.8A。这些数据可供选择电感器线径时参考。

2.2计算交流分压器最大线电压的峰值为uL=umax，uL经过R4、R5分压后得到u1，加至脚5上。令交流分压比为kac，有关系式u1(max)=kacuL=·umax=3.75(V)（4）

R5、R4采用0.5W的金属膜电阻，实际功率可按0.25W进行估算，即PR4=〔umax－u1(max)〕 2／R4

=(375－3.75）2／R4=0.25W

从中解出R4=551kΩ，实选560kΩ标称电阻。再把R4代入式（4）中求出，R5=5.6kΩ。

2.3计算线电流检测电阻RS

计算公式为RS=0.25（5）

式中：tON——MOSFET的导通时间，已知开关周期T=1／f=10μs，利用下式可计算tON=T（ 6）

η——电源效率（％）。

2.4计算锯齿波补偿电阻R7

为降低分布电感量，R7应采用非线绕电阻。其电阻值由下式确定R7=（7）

2.5确定电流定标电阻R8及滤波电容C11

电阻R8能限制输入到交流误差放大器的最大平均值电流，使之在低电压、满负荷情况下仍低于4.5V。设PFC的额定输入功率为PI，计算R8的公式为R8=（8）

C11为电流检测放大器的滤波电容，该滤波器的极点频率由下式确定：

f1=10.5／C11（9）

式中：C11的单位是nF，f1的单位是kHz。当开关频率为100kHz，电网频率为50Hz时，可选f1=10kHz。代入式（9）中计算出，C11=1nF。

2.6设定最大输入功率PIM

PFC的最大输入功率由R3来设定，二者存在下述关系式PIM=（10）

式中：US为功率误差放大器的参考电压，US=

2.5V。

2.7计算交流误差放大器频率补偿元件R6和C8

交流误差放大器的跨导gm=100μS（S为西门子），由R6、C8组成的串联电路就相当于负载。计算R6、C8的公式分别为R6=(11)C8=(12)

3外部功能扩展方法

3.1掉电控制电路

外部掉电控制电路如图2所示。新增加的元器件包括晶体管VT、电阻R11和R12。UK为控制电压。该电路的工作特点是当UK=0V时，VT截止，功率因数校正器能正常工作。当UK=5V时，VT导通，就将FB／SD端拉成0V，强迫芯片进入掉电保护状态。图中的VT采用2N3904型 NPN管，亦可用JE9013来代替。

3.2附加软启动电路

图1所示电路的软启动时间仅为560μs。若需增加软启动时间，可按图3给出的电路进行设计。新增加的元器件包括JE9015型PNP晶体管VT、软启动电容C12、1N4148型高速开关二极管VD和电阻R13。此时可忽略R6、C8的作用。刚上电时，由于C12两端电压不能突变，使得UA=0V，VT导通，经过ACCOMP引脚把交流误差电压拉成0V，PFC无电流输出。此后，6.5V基准电压就经过R13对C12进行充电，使UA不断升高，电路就逐渐转入正常输出状态。VD的作用是在断电后为C12上存储的电荷提供泄放回路，确保再次开机时还能实现软启动功能。

参考文献

[1]Onsemi公司产品手册[M].2002.

[2]林雯，齐长远．有源功率因数校正技术[J]．电源技术应

用，1998合订本

[3]沙占友.新型单片开关电源的设计与应用[M]，电子工

业出版社，2001.