采用TOPSwitch的单端正激式电源的电路分析与设计

摘要：介绍了一种用TOPSwitch器件设计的新颖单端正激式电源电路。详细分析了其电路设计方法，给出了主要参数的计算及实验波形。

关键词：三端离线PWM开关；正激变换器；高频变压器设计

0 引言

TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（Three-terminal off line PWM Switch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（Switch Mode Power Supply）设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。

1 TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压V_max=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。

图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取N_S=N_P，D_max<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过N_S，D₁，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为

V_DSmax≥2E=2V_max=742V（1）

图1 单端正激式变换器电源电路

大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。

2 TOPSwitch在单端正激变换器中的应用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。

2.1 电路结构及工作原理

本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即N_S=2N_P。

TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。

（a）等效电路（b）去磁电流波形

图2 TOPSwitch器件关断时的等效电路及去磁电流的波形

若NS与NP是紧耦合，则，即

V_NP=V_N_S=E（2）

V_DSmax=V_N_P＋E=E=1.5×371=556.5V<700V（3）

2.2 最大工作占空比分析

按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有

V_N_Pon=V_N_Poff（4）

式中：V_N_Pon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，V_N_Pon=E；

V_N_Poff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，V_N_Poff=（1/2）E。

解式（4）得

D_max=1/3（5）

为保险，取D_max<=30％

2.3 去磁绕组电流分析

改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为

i_m(t)=I_sm=D_maxT（6）

式中：L_m为初级绕组励磁电感。

当i_m(i)=I_sm时，B=B_max，H=H_max，则去磁电流最大值为

I_sm=I_pm(7)

式中：l_c为磁路长度；

I_pm为初级电流的峰值。

根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为

=dt=（8）

I_s==（9）

下面讨论当N_P=N_S，D_max=0.5与N_P=N_S，D_max=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的H_max或B_max相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有

I_m1N_P1=I_m2N_P2（10）

式中：N_P1为D_max=0.5时的励磁绕组匝数；

N_P2为D_max=0.3时的励磁绕组匝数；

设L_m1及L_m2分别为D_max=0.5和D_max=0.3时的初级绕组励磁电感，则有

I_m1=×0.5T为D_max=0.5时的初级励磁电流；

I_m2=×0.3T为D_max=0.3时的初级励磁电流。

由式（10）及L_m1，L_m2分别与N_P12，N_P22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为

（11）

及

（12）

当N_S1=N_P1时和N_S2=2N_P2时去磁电流最大值分别为

I_sm1=Im₁=I_m（13）

I_sm2=I_m2=I_m（14）

将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当D_max=0.5时和D_max=0.3时的去磁电流平均值及与有效值I_s1及I_s2分别为

=I_m I_s1=0.408I_m （D_max=0.5）

≈0.29I_m I_s2=0.483I_m （D_max=0.3）

从计算结果可知，采用N_S=2N_P设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于N_S=N_P设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。

3 高频变压器设计

由于外围电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。

3.1 磁芯的选择

按照输出V_o=15V，I_o=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率P_o=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积A_e=0.42cm²。

3.2 工作磁感应强度ΔB的选择

ΔB=0.5B_S，B_S为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的B_S为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3 初级绕组匝数N_P的选取

选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，E_min≈1.4×85V，D_max=0.3

计算则

N_P===52.6取N_P=53匝。

3.4 去磁绕组匝数N_S的选取

取N_S=2N_P=106匝。

3.5 次级匝数N_T的选取

输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压V_O0≈16V。

N_T===23.8

取N_T=24匝。

3.6 偏置绕组匝数N_B的选取

取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/N_B，得N_B=13.5,取N_B=14匝。

3.7 TOPSwitch电流额定值I_CN的选取

平均输入功率P_i==28.12W（假定η=0.8），在D_max时的输入功率应为平均输入功率，因此P_i=D_maxE_minI_C=0.3×85×1.4×I_C=28.12，则I_C=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即I_CN>1.7A。所以，我们选择I_LIMIT=2A的TOP225Y。