一种新的改进的闭锁电源开关

电路

一个比较简单的电路，其中一个瞬时按钮可以作出类似的闭锁，机械开关的功能。这篇文章产生了大量的读者反馈。在其他评论中，读者质疑是否有可能调整电路以提供（a）交叉耦合布置，其中两个开关可以互相“取消”; （b）“时间延迟”版本，其中电路将在预定时间过后关闭。这个想法试图解决这些建议中的每一个。

交叉耦合锁定开关

图1图中示出了两个以交叉耦合方式连接的开关电路，其中每个开关通过其自身的瞬时按钮接通和断开，并且每当另一个开关接通时也断开。这种相互抵消行为适用于汽车指标等应用。

图1交叉耦合开关独立锁定但相互抵消。
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两个开关电路是相同的并且彼此镜像，即，R1a提供与R1b相同的功能，Q1a的行为与Q1b完全相同，依此类推。此外，除了附加的交叉耦合组件（C2，D1，D2，R6，R7和Q3）之外，每个电路与前一个设计理念的图1（a）所示的电路大致相同，您可以在其中找到基本电路如何工作的详细说明。请记住，R5可能需要也可能不需要，具体取决于负载的性质，对于电机等负载，可能需要在OUT（+）端子和负载之间安装一个阻塞二极管。

为了理解交叉耦合如何工作，假设开关（a）当前关闭，开关（b）打开，使Q1a和Q2a关闭，Q1b和Q2b都导通并通过R3b相互提供偏置和R4b。如果现在按下瞬时按钮Sw1a，则Q1a和Q2a接通，并且开关（a）锁定到其通电状态。在Q2a导通的瞬间，电流脉冲通过D1a，C2a和R7a传递到Q3a的基极，导致Q3a瞬间导通，短暂地将Q1b的基极短路至0V。Q1b和Q2b现在都关闭，开关（b）锁定到关闭状态。开关（a）现在锁定在其通电状态，开关将保持此状态，直到按下任一按钮开关。因此，如果现在按下Sw1b，Q1b和Q2b将打开，

短暂脉冲Q3的时间长度由C2-R7时间常数决定，并且必须足够长，以使相对的MOSFET完全关断。请记住，当Q1关断时，存储在Q2栅极上的电荷必须通过与R3串联的R1完全消除。一些“大”（高电流）MOSFET的栅极电容为几十纳法，因此当R1 = R3 =10kΩ时，栅极可能需要几毫秒才能完全放电。现在，当C2 = 100nF且R7 =10kΩ时，Q3将Q1的基极钳位约5ms，这应足够长以关闭大多数P沟道MOSFET。

在上述电流脉冲结束时，存储在C2上的电压将大致等于电源电压+ Vs. 如果没有二极管D1，该电压将保持Q1导通，从而防止开关关断。当D1处于电路中时，阻断动作允许开关正常关断，这样当Q2关断时，C2上的电压通过R6-D2-R7形成的路径放电。

虽然开关（a）和开关（b）是相同的，但它们不需要共享相同的电源电压，即+ Vs（a）和+ Vs（b）不需要相等并且可以从不同的源获得。但是，对于图1中的电路实现交叉耦合，开关（a）和开关（b）必须共用一个共地回路（0V）。对于有此问题的应用，Q3a和Q3b可以用光耦合器代替（图2），它允许每个开关有自己的接地回路，与另一个开关电流隔离。大多数普通或园艺光耦合器应该可以很好地工作，但请记住，光电LED需要比晶体管更多的驱动电压，因此如果电源电压+ Vs，可能需要降低R7的值（并相应地增加C2）。，相当低。

图2光电耦合器允许完全隔离的交叉耦合开关。

具有定时输出的闭锁开关

某些应用可能需要一个锁定开关，该锁定开关在预设的一段时间后自动关闭。实现定时输出的一种相当简单的方法如图3所示，其中Q1已从单个晶体管变为达林顿对，电容器C2已插入Q2的漏极和R4之间。和以前一样，瞬时按钮Sw1用于控制电路。当开关闭合时，Q2导通，并通过C2和R4向达林顿基极提供偏置电流。电路现在锁定在通电状态，Q2保持在通孔Q1上。

图3基本开关电路的微小变化允许预设定时输出。

C2现在开始充电，C2和R4连接处的电压下降的速率很大程度上取决于C2-R4时间常数。当电压下降时，通过R4输送到达林顿的基极电流也会下降; 最终，达林顿的集电极电流变得太小，无法为Q2提供足够的栅极驱动，MOSFET关断。开关现在恢复到未锁定状态，C2通过D1放电，负载与R5并联（如果安装）。请注意，只需按下按钮，开关即可在定时“开启”期间的任何时刻解锁 - 无需等到输出超时。

达林顿对提供的高电流增益允许使用大的R4值（大约几兆欧）来产生长时间常数。由15V电源供电的测试电路产生“开启”时间，范围从大约9秒，C2 =1μF，R4 =1MΩ到超过15分钟，C2 =10μF，R4 =10MΩ。将C2增加到100μF导致“开启”时间超过两小时。

虽然适用于要求不高的应用，但该电路存在几个缺点，这些缺点可能限制其适用性。达林顿的电流增益（可能因器件和温度而变化很大）在确定电路的时间常数方面起着重要作用，从而使电路不适合需要精确控制“导通”时间的应用。同样，电源电压的变化也会影响“开启”时间。

此外，达林顿的集电极电流逐渐减小的事实导致MOSFET相对缓慢地关闭。这种效应可以在示波器中看到（图4），该示波器显示了使用FDS6675A MOSFET（Q2 =1MΩ）从15V和500Ω负载供电的电路输出。注意输出从15V（'on'状态）转换到0V（'off'状态）几乎需要3毫秒。对于轻负载而言，这种悠闲的关断可能是可以接受的，但对于切换大电流的MOSFET来说，这并不是理想的行为。

图4轻载时可以接受悠闲的关闭。

该电路的改进版本如图5所示，其中达林顿已被双开漏/集电极开路比较器（IC1）取代，R5已被潜在的分压器R4-R5取代。R6-R7分频器产生参考电压Vref（比较器电源电压的恒定分数Vcs），为两个比较器提供稳定的参考电压。

图5改进的电路提供精确的时序，快速切换和对电源电压变化的抗扰度。

当第一次按下按钮开关时，Q2导通，为负载供电，同时正向偏置D1，为比较器提供电源电压Vcs。现在，如果R4 / R5 = R6 / R7，电压Vx将略大于Vref，导致IC1a的输出晶体管导通。其输出变为低电平（接近0V），从而通过R3为Q2提供栅极偏置。

电路现在锁定在“导通”状态，定时电容C4开始通过R8充电，C4上的电压Vc呈指数上升。在Vc刚刚超过Vref的点处，比较器IC1b跳闸并且其输出晶体管导通，将Vx拉低至0V。IC1a的输出晶体管现在关闭，由于Q2不再有栅极驱动，MOSFET关断，开关解锁。C4现在通过D2-R6-R7路径相对快速地放电。与更简单的电路一样，只需按下按钮即可随时解锁开关。

阻塞二极管D1提供双重功能。当Q2关闭时，它将R2与存储在C2上的电荷隔离，从而确保开关正确解锁。此外，当开关关闭时，它可以防止C2（和C4）通过负载快速放电。这为比较器在Q2关闭时保持供电提供了短暂的时间，从而确保电路以有序的方式关闭。从开关输出而不是从电源电压为比较器供电满足了本文所有电路的基本要求，即（就像机械开关一样）“关闭”状态下的功耗为零。

图6显示了电路的时序公式以及IC1 = TLC393，R4 = R6 =10kΩ，R5 = R7 =22kΩ，+ Vs = 15V的测试电路的结果。请注意，Vcs不在等式中，因此“开启”时间在很大程度上不受电源电压变化的影响。

图6以下是图5中电路的时序和测试结果。

测量和理论结果很好地吻合，除了C4 =100μF的情况，其产生的“开启”时间比计算时间长得多。这很可能是由于用于该测试的电解电容器内部泄漏（非电解类型用于1μF和10μF测试）。使用合适的组件，可以实现超过一小时的“开启”时间。

忽略D1上的压降，比较器电源电压与直流电源电压（Vcs≈+ Vs）大致相同，这会影响可以使用的比较器类型。所述TLC393双微比较器是一个理想的选择，因为它们极小的功率要求和极低的输入偏置电流（典型的5Pa），尽管它们被限制在大约16V的电源电压。该LM393提供相同的功能，可在高达30V的电源电压下使用。但是，电源电流大于TLC393，输入偏置电流相对较大（通常为-25nA），这会影响C4的充电速率。选择R4-R7的值时，请确保Vx和Vref不超过比较器的高共模电压限值（对于TLC393和LM393，大约低于Vcs 1.5V）。

除了对定时输出提供相当精确的控制外，电路从“接通”状态转换到“断开”状态的速度比图3中的简单电路快得多。图7所示的示波器显示了测试电路的输出采用相同500Ω负载的15V电源和用于简单电路的FDS6675A MOSFET。与图4中稍微缓慢的响应相比，从完全“开启”到完全“关闭”，开关时间大约提高了100μs。

图7电路的修改产生了从“开”到“关”的更快速转换。

选择元件

对前面电路中使用的双极晶体管和二极管没有特殊要求。如果它们被评定为最大电源电压，那么大多数具有良好电流增益的NPN双极晶体管都是合适的。在最大漏极 - 源极电压，电流处理和功耗方面，P沟道MOSFET的额定值必须与高端驱动器电路中使用的任何器件相同。但请注意，某些类型的MOSFET的最大栅源电压限制远低于漏源电压额定值。例如，像IRFR9310这样的设备最大漏源电压额定值为-400V，但栅源电压仅限于±20V。如果您的应用需要非常大的电源电压，可能需要在MOSFET的栅极和源极之间安装保护齐纳二极管，以便将栅极电压钳位到安全水平。

虽然在所有电路中都使用了按钮开关，但是可以用簧片继电器（提供磁激活开关）或其它类型的瞬时触点代替。唯一的要求是触点必须相对于电源轨电气“浮动”。

最后，请记住图5中的IC1必须是漏极开路或开路集电极类型。此外，请注意，大阻抗和敏感节点使电路易受噪声影响，这可能导致错误触发和不可预测的行为，因此避免“杂乱”构造，并在必要时屏蔽电路免受EMI和RFI的影响。