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对于用于CDMA2000与W-CDMA基站的大功率放大器（HPA）的设计师来说，他们面临许多完成精确发射功率测量的挑战。其中涉及到的复杂因素包括高的峰均比以及峰均比随基站通话载荷、大的工作温度范围和大的发射功率范围变化而变化。制造商利用精确的有效值（RMS）输出功率测量减小HPA的功率。那么，在工作温度范围内精确测量和控制RMS功率具体有哪些方法呢？
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复合调制方案，例如CDMA2000与W-CDMA，具有很高的峰均比。对于一个给定的最大平均输出功率的要求，当峰均值由于基站频谱屏蔽和误差向量值（EVM）的要求而增加时，最大设计功率要求通常会增加（或线性化要求增加）。如果被调制信号的峰值被削波，那么第三级失真将会增加，从而导致基站不能满足频谱屏蔽的要求。削波后的被调制信号峰值也会导致数据丢失，从而使系统不能满足EVM的要求。基于最大发射功率要求设计HPA的费用很高但却必不可少。增加的费用来自两个方面，一是电子元器件成本的增加，二是HPA效率的降低。总是涉及到的是HPA的最大设计功率有关的成本问题，并且工作在低于饱和点以下许多HPA的效率是相当低的。效率的降低会增加HPA模块的成本，因为这样会增加用于散热的机械机构的成本、尺寸和重量，并且降低了HPA的可靠性，增加其工作成本。
减小HPA的最大设计功率对于HPA制造商来说非常重要。HPA的饱和点靠近平均功率越近，其工作效率就会越高，并且成本越低。虽然有许多种方法可以使HPA的饱和点尽可能的接近其平均发射功率，但是这些方法都受基站系统的测量输出功率的能力的限制。由于射频（RF）功率测量允许误差（包括测量误差随温度和峰均比变化）需要增加HPA的最大设计功率以保证符合频谱屏蔽和EVA要求。 不仅CDMA2000和W-CDMA调制方案具有高峰均比，而且其峰均比也随特定基站的呼叫量的变化而变化。例如，在CDMA2000 IS-95A基站中，仅导引信号前向链路的波峰因数就为6.6dB，64通道的前向链路波峰因数为12dB（采用无载频简化技术）。高的峰均值将引起非RMS响应RF功率检测器的误差。如果一种调制方案高的峰均比保持恒定，那么在生产过程中可以被校准，但基于大量用户的峰均比变化是比较难处理的。这就要求保持对系统用户数量的跟踪，紧紧地控制使用的沃尔什码以及一个非常庞大的查询表来了解在特定时刻信号的峰均比。一种更好方法是采用RMS响应检测器。它不像二极管检测器或对数放大器，RMS响应检测器有很强的避免受峰值因数变化影响的能力。图1 示出高性能对数放大器（AD8318）与RMS响应检测器（AD8364）的比较，结果表明峰值因数仅在CDMA2000 IS-95A基站的发射部分范围内变化（用户加载）。应当注意AD8318的输出在载波与64信道CDMA2000 IS-95A之间变化3.5 dB(或86 mV)，在导频信道和64信道CDMA2000 IS-95A之间仅变化2.4 dB，然而AD8364的输出在上述情况下仅仅变化了0.1dB(或5 mV)。二极管检测器的性能与对数放大器类似，其输出电压随被测信号峰值因数变化。如果本系统中的功率检测采用对数放大器，那么应该通过信号处理或者增加HPA的最大设计功率来消除2.4 dB检测功率误差。 图1.CDMA2000 IS-95A 基站信号在800MHz 时对数一致性与输入信号幅度关系 RMS响应RF检测器（AD8364）的误差与非RMS响应RF检测器的比较表明峰均比功对率检测的影响。当非RMS响应RF检测器（AD8318）在其输入信号的峰均比变化呈现出很大的测量误差时，RMS响应检测器（AD8364）有很强的避免受峰均比变化影响的能力。 |
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在HPA工作温度范围内能够精确测量RMS功率对于确定HPA的最大功率也是至关重要的。这种测量的精度（或其中缺乏精确测量）将会被直接加到其最大设计功率，除非经过艰难和费用很高的对温度校准。所有用于HPA输出功率检测的元器件（例如直接耦合器、衰减器等等）都可增加温度误差,但是在HPA工作温度范围内大多数情况变化得很小。通常在工作温度范围内测量HPA的输出功率的精度直接与检测器的温度特性相关。最近几年，RF检测技术在研制随温度变化非常稳定的器件（在–40°C～+85°C范围内，其温度稳定性小于±0.5dB）方面取得了长足的进步。图2示出AD8364 双RMS响应检测器的温度特性。这些数据是在450 MHz，温度分别为+25°C (黑色曲线), –40°C (蓝色曲线)和+85°C (红色曲线)条件下获得的。它包含了从多种产品批量中至少抽取30个器件的输出电压和对数一致性对温度的误差（经过环境温度校准后 ）与输入功率（Pin）的关系曲线。每一种器件的温度特性都有很小的差异。
图2 ADI公司的AD8364输出电压和对数一致性误差与输入功率（Pin）（@ 450 MHz ）的关系曲线表明在–40 °C ～ +85°C周期性温度变化范围内曲线变化很小。从不同的产品批量抽取的30个器件样片即使其性能随温度的变化有很小的差异性，这些数据仍然真实的。 虽然在低功率的情况下，有时精度并不那么重要，但是对于测量HPA的整个发射功率范围内的输出功率精确测量HPA的最大输出功率不但是最基本的，而且也是必须的要求。然而，在大动态范围内的测量精度与检测器和ADC的分辨率有关系。图3示出AD8364与ADL5500两个RMS响应检测器的输出。ADL5500的线性RMS电压相对于输入RF信号是呈线性的，而AD8364的RMS功率（dB）相对于输入RF信号是呈线性的。根据动态范围和低功率时的精度要求，使用ADL5500 所需ADC的分辨率要远远大于使用AD8364时所需的分辨率。系统要求将决定哪种检测器或ADC根据低功率和动态范围的要求提供最经济有效并且最容易实现的解决方案。 图3 输出电压和输入RMS功率（dBm）呈线性的检测器（ADI公司的AD8364）与输出电压和输入RMS电压呈线性关系的检波器（ADI公司的ADL5500）的比较说明了在动态范围内的两种关系曲线差的差别，并强调了选择合适分辨率ADC的必要性。 在某些实例中，使用对数模拟反馈环路精确控制系统的功率或增益能够改善系统的性能，并替代简单的功率检测。许多当前提供的检测器能够利用模拟反馈环路（即使用控制器模式的检测器），除了检测功率以外还能控制功率。如果RMS响应检测器用于控制器模式，那么能够非常精确地设置受输入功率、温度和峰值因数影响的输出功率。这种功率不但能非常精确地设置，并且还能够用ADC控制的模拟电压来改变。利用控制器模式的功率检测器精确控制HPA的输入或输出功率应该是一种理想的应用，因为它无需检测输入功率和输出功率。控制器模式下的检测器测定其输入功率并且调整可变增益放大器（VGA或可变衰减器）直到检测到的功率与功率控制输入电压设置的功率相等。图4示出在控制器模式下使用RMS响应检测器（AD8364）控制输出功率的基本原理图。图5 示出当使用AD8364（双RMS响应对数检测器）的一个检测器控制VGA时，总体电路性能与输入功率及温度的关系。应当注意，只要AD8364的功率水平被设置得正确，HPA可放在VGA和耦合器之间，并且如果VGA与AD8364（需要一个运算放大器来倒相或电平移动控制电压）之间适当地设置控制电压， 那么可以使用任何VGA（或可变衰减器）。如果在检测器和VGA之间的控制电平设置适当并且功率水平设计得合理，那么功率控制范围和可用输入功率范围会接近检测器的可检测功率范围（在AD8364中为60 dB）。 图4 在控制器模式下检测器测定其输入功率，并且调整可变增益放大器（VGA或可变衰减器），直到检测的功率等于由功率控制输入电压设置（VSTA）的功率。 图5 当ADI公司的双RMS响应检测器AD8364中的一个检测器用于控制系统的功率时，检测器的输入功率（系统的输出功率）与输入功率及温度（小于0.1 dB）的关系保持恒定。 |
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工作在控制器模式下的双RMS响应检测器也可用于精确地控制HPA的增益受输入功率、温度及峰值因数的影响。如果受输入功率、温度和峰值因数影响的HPA模块的增益被控制得足够精确，那么没有必要报告其输出功率，而应该直接与送入HPA的功率有关。如果双检测器的两个输入端都被设置为控制器模式，那么检测器测定每个输入端的功率并且调整VGA的增益直到在一个输入端检测到的功率等于另一个输入端的检测功率。图6示出用AD8364（双RMS检测器）控制系统增益的基本原理图。图7 示出这种电路的性能。精确控制所需要的一切都应该包含在两个耦合器之间。应该注意，VGA、可变衰减器，或甚至HPA的偏置电压均可用于控制增益。如果适当地设置检测器与VGA之间的控制电压幅度并且适当地设计功率水平，那么可用的功率的范围将接近检测器的可检测功率的范围（对于AD8364为60 dB）。
图6 当双检测器的两个输入端均用于控制模式时，该检测器控制VGA（或可变电压衰减器等等）的增益一直到使两个RF输入端检测到的功率相等。系统的增益将取决于耦合器和衰减器，它们通常用于设置由双检测器检测到的功率。 图7 当ADI公司的双RMS检测器（AD8364）的两个输入端均设置为控制器模式时，控制其增益受温度和输入功率的影响程度优于±0.15dB，其动态范围几乎等于RMS检测器的动态范围。 用于CDMA2000和W-CDMA系统与HPA RF功率检测有关的许多难题都可用RMS响应RF检测器来解决。由于随基站载荷、宽工作温度范围、大发射功率范围变化的大峰均值引起的待测功率的偏差现在能够测量。现在可以提供一种足够精确地控制功率和增益的新方法而无需检测功率。所有这些可使HPA制造商降低提高HPA可靠性的成本。 作者：Larry Hawkins，ADI公司 来源：ADI网站 |
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