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雷达功率源是现代固态雷达发射机中的重要组成部分。雷达功率源是用来产生微波频率和大功率信号的一种装置，一般由调制器、振荡源和功率放大单元组成。由于现代雷达系统对雷达功率源的输出功率要求很高，脉冲功率可以高达数千瓦到数十千瓦，在微波频段，靠单个功率源和单路功率放大是很难获得如此高的功率的，这就需要要采用微波功率合成技术。
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功率合成技术就是一种由较小功率组合成更大输出功率的方法。采用功率合成技术的雷达功率源结构图如下所示。
在理想情况下，总输出功率等于各末级放大器输出功率之和。但实际上，由于功率合成器存在损耗，各路的幅度和相位不可能完全一致，输出总功率比理想情况要小。 为了获得较高的合成效率，功率分配器和合成器的各路幅度和相位一致性必须很好，且要求损耗小，及各端口应当具有足够的隔离作用，使得各路放大器互不影响。 2、电路设计 多路功率分配器和合成器的设计原理相同。要设计的是16路平面功率分配/合成器，所以没有采用一路到多路的直接变换，尽管那样损耗小，可是无法实现平面结构。为了实现平面结构的多路功率分配器和合成器，一般采用的是多级分支结构，如图2所示。分配/合成单元采用的是Wilkinson两路分配/合成器。因此，分配器电路结构为四级分配结构，而为了减少损耗，合成器采用三级合成结构，其合成末级采用了四路合成的合成方式，而非两路合成。 对于以上功率分配/合成阵中的分配/合成单元，要求具有以下两个基本特性：1）可以实现输入端口到输出端口的匹配；2）支路端口之间互相隔离。我们使用的Wilkinson两路功率分配/合成单元其结构如图3所示，其工作原理，文献【1】已经做了详细分析，下面以两路路功率分配器为例简要说明。 在以上电路中，由于对称性，可见输入功率将平均分配于两个个输出端，得到同相同模的输出。反过来，同相同模的两路路输入亦可被合并成两倍的功率输出。当功率从合成端输入时隔离电阻上无功率损耗，因为两个传输支路是同电位的，故无电流通过隔离电阻。但当某一输出端失配，致使有反射波折回，则此反射功率将分拆开：一部分经过隔离电阻到达另一输出端；另一部分沿分支传输线走到输入端，然后又反射回来，沿另一分支传输线到达另一输出端。如果隔离电阻尺寸很小而可视为集总元件时，则它的电长度可近似地认为是零。由于各锯齿的长度为λ/4，电长度在中心频率时为π/2，因而往返二次地电长度是π。因此到达另一输出端的两部分信号是反相的。可以证明，只要适当选择隔离电阻和支线的特征阻抗值，就可以使这两部分信号幅度相等，因而彼此相消。这就是利用隔离电阻R达到各分支端口之间的隔离的原理。如果隔离电阻R的值选择合适，则这两部分信号可以完全隔离的作用。通过计算，可以得到输入端的匹配条件与输出端的匹配及完全隔离的条件同时成立，此时输入与输出负载相等，都等于传输线特性阻抗Z0，而隔离电阻和支线的特征阻抗值为 因为对合成器而言，承受的功率比分配器要高的多，特别是我们设计的大功率雷达信号源，其合成器输入端的脉冲功率就为720W，则在输出端就高达上十kW，因此降低损耗的要求就比分配器更为迫切。因此，我们通过在末级采用四合一的分叉合成单元，使合成级数降为三级，以减少损耗。对于分叉合成器的设计原理，文献【2】作了详细分析，当其输入输出负载均为Z0时，其支线阻抗Z01为 由于在这种平面四路分叉合成单元之间加隔离电阻有一定难度，而我们设计的大功率合成器是非隔离型的，对隔离要求远远小于对损耗的要求，所以在合成器末级的四路分叉合成单元是不加隔离电阻的。 由于各级的输入输出阻抗都等于传输线的特性阻抗，所以在将各级连接起来的时候，无需阻抗变换，只需通过传输线直接连接起来就可以。 由于功率分配器承受的功率低，传输媒质可采用微带线形式实现，合成器承受的功率高，可采用带状线形式实现。而它们一般传输线的特性阻抗Z0都是50Ω。 将传输线的特性阻抗代入上面的设计公式中可得，Wilkinson两路分配/合成单元的支线阻抗Z01和隔离电阻R分别为Z01＝70.7Ω ,R=100Ω，而四路分叉合成单元的支线阻抗Z01为Z01＝100Ω。 决定了各电路的电参数和传输线之后，就选择合适的介质通过传输线的计算公式来求出电路的具体尺寸。微带线的基片介质选用的是聚四氟乙烯，介电常数2.55，基片厚度0.8mm，导带厚度0.035mm，而带状线采用空气作为介质，前两级导带厚度为2mm，空气介质厚度20mm，末级导带厚度4mm，空气介质厚度40mm。已知阻抗和介质求尺寸的传输线的计算公式在文献【5】中有详细的介绍，不过一般公式都比较复杂，因此我们使用的是一些商用软件来计算的。有HP的Appcad和AWR公司的TXLine。只要将我们已知的条件输入到软件中，就可以得出要求的参数。这里我们要求的是导带的宽度。对于分配器的微带线求出的结果为50Ω阻抗线线宽为2.2mm，70.7Ω阻抗线线宽为1.22mm；对于合成器前两级50Ω阻抗线线宽为26mm，70.7Ω阻抗线线宽为15.2mm；合成器末级50Ω阻抗线线宽为52mm，100Ω阻抗线线宽为15mm。另外，整个雷达功率源的工作频带为860～1000MHz，因此中心频率为930MHz，通过传输线的计算公式，可以此时微带线分配器中的λ/4长度为55.4mm，而带状线合成器中的λ/4长度为80.6mm。 求出电路的具体尺寸之后，就可以绘制工艺图了。因为分配器采用微带线形式，所以可以直接用PROTEL绘制印刷电路板。而合成器是带状线形式的，实际上是机械结构，我们采用的是一个金属盒结构，导带固定在盒中，上下盖板作为带状线结构的上下接地板，盖板之间的距离即为介质的厚度，另外，由于前两级和末级的介质厚度不一样，实现的办法是改变对应处上下盖板的厚度，介质厚处盖板薄，介质薄处盖板厚，其中盒子的材料为铝，导带的材料为铜。因此我们要先画好工程机械图，再送去机械加工。下面是分配器和合成器的平面结构图。在绘制实际工程图时，要考虑到以下几点：一. 为了保证分配器和合成器的各路幅度和相位一致性，则必须使输入端口到输出端口的路径长度保持相同；二. 各传输线之间保持一定间距，避免耦合，该距离一般大于介质基片厚度的3倍，就可认为耦合已经相当弱了；三.由于合成器采用的是空气介质，烟此要把导带固定在盒子中部，我们采用四氟乙烯为材料的支撑块把导带支撑起来，然在支撑处相当于介质材料改变了，导带的宽度也要相应的改变。 功率分配器的平面结构 功率合成器的平面结构 |
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功率合成技术就是一种由较小功率组合成更大输出功率的方法。采用功率合成技术的雷达功率源结构图如下所示。
在理想情况下，总输出功率等于各末级放大器输出功率之和。但实际上，由于功率合成器存在损耗，各路的幅度和相位不可能完全一致，输出总功率比理想情况要小。 为了获得较高的合成效率，功率分配器和合成器的各路幅度和相位一致性必须很好，且要求损耗小，及各端口应当具有足够的隔离作用，使得各路放大器互不影响。 2、电路设计 多路功率分配器和合成器的设计原理相同。要设计的是16路平面功率分配/合成器，所以没有采用一路到多路的直接变换，尽管那样损耗小，可是无法实现平面结构。为了实现平面结构的多路功率分配器和合成器，一般采用的是多级分支结构，如图2所示。分配/合成单元采用的是Wilkinson两路分配/合成器。因此，分配器电路结构为四级分配结构，而为了减少损耗，合成器采用三级合成结构，其合成末级采用了四路合成的合成方式，而非两路合成。 对于以上功率分配/合成阵中的分配/合成单元，要求具有以下两个基本特性：1）可以实现输入端口到输出端口的匹配；2）支路端口之间互相隔离。我们使用的Wilkinson两路功率分配/合成单元其结构如图3所示，其工作原理，文献【1】已经做了详细分析，下面以两路路功率分配器为例简要说明。 在以上电路中，由于对称性，可见输入功率将平均分配于两个个输出端，得到同相同模的输出。反过来，同相同模的两路路输入亦可被合并成两倍的功率输出。当功率从合成端输入时隔离电阻上无功率损耗，因为两个传输支路是同电位的，故无电流通过隔离电阻。但当某一输出端失配，致使有反射波折回，则此反射功率将分拆开：一部分经过隔离电阻到达另一输出端；另一部分沿分支传输线走到输入端，然后又反射回来，沿另一分支传输线到达另一输出端。如果隔离电阻尺寸很小而可视为集总元件时，则它的电长度可近似地认为是零。由于各锯齿的长度为λ/4，电长度在中心频率时为π/2，因而往返二次地电长度是π。因此到达另一输出端的两部分信号是反相的。可以证明，只要适当选择隔离电阻和支线的特征阻抗值，就可以使这两部分信号幅度相等，因而彼此相消。这就是利用隔离电阻R达到各分支端口之间的隔离的原理。如果隔离电阻R的值选择合适，则这两部分信号可以完全隔离的作用。通过计算，可以得到输入端的匹配条件与输出端的匹配及完全隔离的条件同时成立，此时输入与输出负载相等，都等于传输线特性阻抗Z0，而隔离电阻和支线的特征阻抗值为 因为对合成器而言，承受的功率比分配器要高的多，特别是我们设计的大功率雷达信号源，其合成器输入端的脉冲功率就为720W，则在输出端就高达上十kW，因此降低损耗的要求就比分配器更为迫切。因此，我们通过在末级采用四合一的分叉合成单元，使合成级数降为三级，以减少损耗。对于分叉合成器的设计原理，文献【2】作了详细分析，当其输入输出负载均为Z0时，其支线阻抗Z01为 由于在这种平面四路分叉合成单元之间加隔离电阻有一定难度，而我们设计的大功率合成器是非隔离型的，对隔离要求远远小于对损耗的要求，所以在合成器末级的四路分叉合成单元是不加隔离电阻的。 由于各级的输入输出阻抗都等于传输线的特性阻抗，所以在将各级连接起来的时候，无需阻抗变换，只需通过传输线直接连接起来就可以。 由于功率分配器承受的功率低，传输媒质可采用微带线形式实现，合成器承受的功率高，可采用带状线形式实现。而它们一般传输线的特性阻抗Z0都是50Ω。 将传输线的特性阻抗代入上面的设计公式中可得，Wilkinson两路分配/合成单元的支线阻抗Z01和隔离电阻R分别为Z01＝70.7Ω ,R=100Ω，而四路分叉合成单元的支线阻抗Z01为Z01＝100Ω。 决定了各电路的电参数和传输线之后，就选择合适的介质通过传输线的计算公式来求出电路的具体尺寸。微带线的基片介质选用的是聚四氟乙烯，介电常数2.55，基片厚度0.8mm，导带厚度0.035mm，而带状线采用空气作为介质，前两级导带厚度为2mm，空气介质厚度20mm，末级导带厚度4mm，空气介质厚度40mm。已知阻抗和介质求尺寸的传输线的计算公式在文献【5】中有详细的介绍，不过一般公式都比较复杂，因此我们使用的是一些商用软件来计算的。有HP的Appcad和AWR公司的TXLine。只要将我们已知的条件输入到软件中，就可以得出要求的参数。这里我们要求的是导带的宽度。对于分配器的微带线求出的结果为50Ω阻抗线线宽为2.2mm，70.7Ω阻抗线线宽为1.22mm；对于合成器前两级50Ω阻抗线线宽为26mm，70.7Ω阻抗线线宽为15.2mm；合成器末级50Ω阻抗线线宽为52mm，100Ω阻抗线线宽为15mm。另外，整个雷达功率源的工作频带为860～1000MHz，因此中心频率为930MHz，通过传输线的计算公式，可以此时微带线分配器中的λ/4长度为55.4mm，而带状线合成器中的λ/4长度为80.6mm。 求出电路的具体尺寸之后，就可以绘制工艺图了。因为分配器采用微带线形式，所以可以直接用PROTEL绘制印刷电路板。而合成器是带状线形式的，实际上是机械结构，我们采用的是一个金属盒结构，导带固定在盒中，上下盖板作为带状线结构的上下接地板，盖板之间的距离即为介质的厚度，另外，由于前两级和末级的介质厚度不一样，实现的办法是改变对应处上下盖板的厚度，介质厚处盖板薄，介质薄处盖板厚，其中盒子的材料为铝，导带的材料为铜。因此我们要先画好工程机械图，再送去机械加工。下面是分配器和合成器的平面结构图。在绘制实际工程图时，要考虑到以下几点：一. 为了保证分配器和合成器的各路幅度和相位一致性，则必须使输入端口到输出端口的路径长度保持相同；二. 各传输线之间保持一定间距，避免耦合，该距离一般大于介质基片厚度的3倍，就可认为耦合已经相当弱了；三.由于合成器采用的是空气介质，烟此要把导带固定在盒子中部，我们采用四氟乙烯为材料的支撑块把导带支撑起来，然在支撑处相当于介质材料改变了，导带的宽度也要相应的改变。 功率分配器的平面结构 功率合成器的平面结构 |
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3、电路性能仿真
以上的工艺图虽然都是从经典的电路，严谨的公式中推导求出的，有完备的理论支持，但是对于微波电路来说，理论和实践往往有一定差距的。因此初始设计出来的电路，一般都需要调整，如果一开始就把整个电路全部做好，再去做实验，肯定比较麻烦。我们可以采取下面两个方法同时进行：一. 先对整个电路用软件仿真，观察仿真得到的性能参数，利用软件的参数扫描和优化功能，优化电路参数；二. 即使采用了软件仿真，可以使设计结果最大程度上的逼近实际结果，但也不是完全可靠的，由于分配器和合成器都是采用的主要由三端口分配/合成单元构成的分配/合成阵列，该单元的性能将决定整个阵列的性能。因此我们可以先只做出分配器和合成器的一部分，即只做出一个单元来进行调试。这样显然更加简单保险一些。 我们采用的仿真软件是Applied Wave Research公司的Microwave Office。Microwave office 是一个运行在Windows环境下的集设计、仿真、优化于一体的可视化微波电路设计和仿真软件。在进行仿真前首先要将我们先前确定的电路输入到该软件中，Microwave office提供了一种图形化的输入方法，方便直观，然后设定需要仿真的性能参数，就可以用该软件进行仿真。软件很快可以给出电路的性能参数，对于不满意的地方，可以设定优化值及相应可调整的电路参数值，利用软件的参数扫描和优化功能，改善性能，以得到满足设计指标要求的电路参数。 下面就是仿真及优化之后，Microwave office给出的分配器和合成器的典型性能曲线如下。 分配器输入输出反射系数、隔离度及各路输出幅度典型曲线 合成器输入输出反射系数、隔离度及各路输出幅度典型曲线 4、结束语 本文描述的功率分配器和合成器在固态发射机上使用后证明，它的合成效率比较高，可以满足要求，可靠性好，结构简单，方便于发射机的维修，可以在不停机的状态下对发射机中有故障的放大器进行维修。 参考文献 【1】.E. J. Wilkinson，“An N-way hybrid power divider”, IRE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-8, p116-118, Jan.1960. 【2】. ADELA. M. SALEH, “Planar Electrically Symmetric n-Way Hybrid Power Dividers /Combiner”, IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-28,p555-563,June.1980. 【3】.白义广，“径向功率分配/合成器的设计”，微波学报，15卷，2期，p189-192，1999年6月。 【4】.Tri T .哈著，廖承恩译. 固体微波放大器设计. 国防工业出版社，1988年。 【5】.林为干. 微波网络. 国防工业出版社，1978年。 【6】.袁孝康，王仕瑶，朱俊达. 微带功率晶体管放大器. 人民邮电出版社，1982。 作者：华中科技大学电信系 (武汉 430074) 陈柯 张祖荫 |
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只有小组成员才能发言，加入小组>>
4662个成员聚集在这个小组
加入小组17626.6标准中关于CDN的疑问？以及实际钳注入测试中是否需要对AE和EUT同时接CDN？
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