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FPGA电源排序
最新在生成片上系统FPGA的过程中，它们可以提供十个独立的电源轨，为Vcore，存储器总线电源，I/O控制器，以太网等提供电源。如图1所示，每个电源轨由DC供电。直流转换器可调节3.3 V，2.5 V，1.8 V，0.9 V等所需的电压。为了给系统加电，遵循特定的顺序以确保安全操作并避免损坏系统。同样在系统关闭期间，电源序列的顺序相反，确保在下一个电源轨关闭之前禁用每个电源轨。该指令通过电源序列发生器芯片控制，该芯片可启用每个DC-DC稳压器，如图1所示。 图1：典型FPGA系统电源轨每个服务的供电。 考虑存储在各种电源轨上的去耦电容中的电荷时会出现问题。例如，在0.9 V Vcore电源轨上，总去耦电容可以在10到20mF的数量级，并且存储在电容器组中的剩余电荷需要在断电期间主动放电，在下一次电源关闭之前序列被禁用。这样可以避免违反掉电序列并保护FPGA系统。因此，建议在每个DC-DC稳压器输出端使用有源放电电路。 有源电容放电开关 通过了解电容器组的大小，可以采用开放式方法对RC时间常数进行放电。一旦电压小于充电状态的95％（在3×RC时间常数下发生），则假设电容器放电。 这样做的一个简单方法是通过一个具有已知接地电阻的开关，当需要放电时可以接通该开关。参考图1，电源序列发生器启用每个DC-DC稳压器的输出。然后可以使用该相同的使能（EN）信号来馈送并联连接到电容器组的开关。通过反转使能信号来驱动开关，当DC-DC稳压器的输出被禁止时，它将使电容器放电。对于开关，首选N沟道功率MOSFET，因为它很容易从以地为参考的逻辑信号驱动。所选电路如图2所示，Q2为N沟道功率MOSFET，Q1为P沟道MOSFET，反转电源序列发生器的EN逻辑信号。 图2：有源放电电路。 |
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有源电容放电电路操作
参见图2 - 电源序列发生器的EN输出为DC-DC稳压器上的使能引脚供电以及电容器放电电路。当逻辑“0”发出关闭信号时，P沟道MOSFET（Q1）将信号反相，然后接通N沟道MOSFET（Q2）以对电容器组放电。 放电电路假设一旦关闭信号施加，DC-DC稳压器就无法继续产生输出。如果在关闭命令激活后，DC-DC稳压器的输出有电，则必须在放电电路激活之前引入延迟。这是为了确保放电MOSFET不会试图吸收DC-DC稳压器的全部输出电流能力。 为了从逻辑“0”信号增强N沟道功率MOSFET（Q2），P沟道MOSFET（Q1）将信号反相为5 V，以施加在Q2栅极源上。选择P沟道MOSFET（Q1）不具有低栅极阈值电压（VGS（th））。这是因为VGS（th）相对于温度下降并且Q1在逻辑“1”状态期间需要处于OFF状态以避免Q2的错误接通。需要选择适合5 V操作的最佳值以及Power Sequencer。 当电源序列发生器输出逻辑“1”时，DC-DC稳压器在ON状态下使能，Q2必须处于OFF状态。采用逻辑“1”输出，最小高电平输出电压为4.19 V（电源序列发生器的EN引脚输出规格），则在环境工作温度为60°C时，Q1 VGS（th）需要大于0.9 V 。此外，Q2的栅极需要通过100kΩ的R1电阻下拉至源极电位，以避免误导通。 温度的VGS（th）变化在典型的电气曲线中找到。 MOSFET数据表。例如，图3中给出了来自Diodes Incorporated的ZXMP6A13F的归一化VGS（th）与温度的关系.ZXMP6A13F是首选器件，因为保证最小VGS（th）在室温下为1 V，在60℃时降至约0.9 V °C。 图3：ZXMP6A13F的温度标准化RDS（on）和VGS（th）曲线。 当电源序列发生器使能输出变为逻辑“0”时，则存在0.270 V的最大低电平输出，Q1需要保证通过该5 V - 0.270 V信号增强通道，以确保Q2导通并放电电容器组。因此，Q1需要在VGS = -4.5 V时具有导通状态。 为了对电容器组放电，选择N沟道功率MOSFET（Q2）具有导通电阻（RDS（开） ））适合于在10 ms内对最大电容组放电，以确保在不到100 ms的时间内完成10个通道的完全关闭顺序。必须提供辅助电源，以在关闭电源后至少100 ms驱动关闭电路（电源序列发生器）。 |
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放电计算的时间
使用3 x RC时间常数，其中R是电容器组的ESR的组合电阻（假设<5mΩ），寄生走线电阻（假设为为<5mΩ），串联漏极电阻（R2）和功率MOSFET Q2 RDS（on）。还包括功率MOSFET导通电阻的温度依赖性，可以高达Tamb =25?C时最大RDS（on）的1.5倍，同时假设结已达到绝对最大额定温度（典型TJ（最大值） ）= 150°C） - 参见图5. 要在不到10 ms的时间内对15 mF电容器组放电，需要3 x RC = 8 ms： 电容器 因此，功率MOSFET Q2在VGS = 4.5 V，Tamb =25?C时需要RDS（on）<80mΩ。假设一个50mΩ的串联漏极电阻（在图2中称为R2）与MOSFET一起使用。 安全工作区和瞬态热应力 选择功率MOSFET Q2的额定功率能够处理放电电流的瞬态功耗。通过仿真计算峰值功率，并根据功率MOSFET数据表的瞬态功率容量图检查该值。由于功率MOSFET将随时间消耗电容器的能量作为电流和电压的函数，因此需要检查数据表中的安全工作区（SOA）曲线。这将提供功率MOSFET可以安全处理的最大单脉冲，同时确保结温不超过绝对最大额定值，典型TJ（最大值）= 150°C。SOA应该基于应用的环境工作温度和所需的MOSFET栅极驱动，在这种情况下为4.5V。在放电0.9 V充电电容器组的情况下，然后检查SOA曲线，以获得1 V时的单脉冲峰值电流能力在1 ms和10 ms之间的脉冲宽度曲线。SOA应该针对典型的应用环境温度（假设为60°C），同时安装在PCB上，散热最小，也称为最小推荐焊盘（MRP）布局。在这些条件下，请参考图4了解DMN3027LFG的SOA。 图4：DMN3027LFG的安全工作区（SOA） 需要在实际电路中测量电容器组的峰值浪涌电流，以确保足够的电阻减慢响应速度，以避免可能导致EMI问题的急剧上升电流峰值以及N通道上的瞬态热应力功率MOSFET和电容器组。在图2中，将一个50mΩ串联电阻添加到Q2的漏极，以确保固定的已知值（与温度无关）在放电路径中的总电阻中占主导地位。 MOSFET导通电阻变化 请注意MOSFET的导通电阻随温度变化，如图5所示，在4.5V栅极驱动的预期工作温度范围内变化高达15mΩ。除此之外，您还将在零件到零件和批次之间进行RDS（on）变化。典型的RDS（on）为22mΩ，在室温下DMN3027LFG上4.5 V栅极驱动的最大规格限制为26mΩ。 图5：DMN3027LFG的导通电阻温度响应。 因此，为确保已知电阻在放电路径中占主导地位，最佳做法是使用R2系列电阻，该电阻约为最大RDS（on）的两倍在选定的门驱动器上。当R2为50mΩ且RDS（on）在15mΩ至40mΩ（典型值为22mΩ）之间变化时，95％的放电时间为3.9至5.4 ms（3 x RC）。这是最差情况下电容器组大小为20 mF。 功耗 计算功率MOSFET Q2和串联电阻R2的功耗取决于占空比和Q2导通的时间。 如果在Q2导通时DC-DC稳压器上的0.9 V输出使能，那么Q2和R2之间可以达到11 W。假设结温达到150°C，典型的RDS（on）稳定在35mΩ，如图5所示。不应允许这种情况，因为它违反了DMN3027LFG的最大功耗并导致结点温度超过绝对最大额定值。因此，必须禁用DC-DC稳压器输出，同时启用Q2。 这意味着最坏的情况是由电容器短时间充电和放电引起的。假设电源序列发生器进入连续循环启用，然后每隔20 ms禁用DC-DC稳压器（10 ms启用+ 10 ms禁用），那么这将导致Q2和R2上的功率约为0.5 W.这是通过知道存储在电容器组中的总能量将每20 ms放电来计算的： P = E/t =?CV2/20 ms = 500 mW，最大电容器组的C = 20 mF充电至1 V. 最坏情况下，RDS（on）为40mΩ，26mΩx1.5，VGS = 4.5 V，TJ（最大值）= 150°C（图3）。因此，Q2和R2的功耗分别为222 mW和278 mW。 15mΩ的最低RDS（on）会使R2的功耗增加到385 mW;意味着需要0.5 W额定值的表面贴装电阻。 在典型应用中，环境温度预计达到60°C，DMN3027LFG在最小推荐焊盘布局上的RθJA=130°C/W，当耗散222mW时，TJ达到90°C 。这为TJ（最大）= 150°C提供了充足的空间。 |
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电容器组放电测量
使用DMN3027LFG和ZXMP6A13F组装使用6 x 2,200 uF电解电容器（13.2 mF）的电容器组，如图2所示.ZXMP6A13F用5 V手动触发信号。 使用和不使用50mΩ串联电阻进行测量，然后在室温，零下和高温下进行测量，以观察峰值电流和放电时间的变化。仅通过DMN3027LFG通道RDS（on）电阻（不带50mΩ）放电会产生观察最大峰值电流的最坏情况。请注意以下曲线中的时间尺度不同 - 200μs/div和1 ms/div通道1（C1）为黄色= DMN3027LFG栅极引脚上的电压通道3 （C3）为品红色=电容器组上的电压。 通道4（C4）为绿色=来自DMN3027LFG源引脚的电流探头 图6：室温测量（约Ta = 20°C）。 左曲线= 30 A峰值电流仅通过DMN3027LFG通道电阻放电（200μs/div）右曲线= 12.5通过DMN3027LFG和50mΩ串联电阻放电的峰值电流（1 ms/div）参见图6，图7和图8 - 仅通过DMN3027LFG对13.2 mF电容器组放电，产生的峰值电流从24 A变化到35 A，具体取决于MOSFET RDS（on）的温度响应。通过添加50mΩ串联电阻，可将峰值电流限制在<15 A，温度变化仅限于11 A至14 A.请注意，随着温度升高，峰值电流会相对于RDS（on）增加而下降。 即使温度变化，放电时间至初始1 V充电状态的95％也会在约3至4 ms内发生。这与3 x RC时间常数的预期相同，SPICE建模此电路可以复制类似的结果。模拟一个13.2 mF电容器组在27°C（默认），加入50mΩ串联电阻，然后峰值电流约为13 A，并在3 ms内放电至95％。 图7：高温测量（大约Ta = 70°C）。 左曲线= 24仅通过DMN3027LFG通道电阻的峰值电流放电（200μs/div）右曲线= 11通过DMN3027LFG和50mΩ串联电阻（1 ms/div）放电的峰值电流 图8：零下温度测量（约Ta = -20°C）。 左曲线= 35仅通过DMN3027LFG通道电阻的峰值电流放电（200μs/div）右曲线= 14通过DMN3027LFG和50mΩ串联电阻（1 ms/div）放电的峰值电流结论。 已经证明了一种基于已知RC时间常数对大电容器组放电的安全且简单的方法。这种开放式技术可以根据电容大小进行缩放。选择了以下器件： Q1 = SOT23中的ZXMP6A13F P沟道MOSFET Q2 = PowerDI3333-8中的DMN3027LFG N沟道MOSFETR2 = 50mΩ表面贴装电阻能够耗散500 mW。 通过在放电路径中添加50mΩ串联电阻，可以限制峰值放电电流并稳定温度变化。测量结果和模拟结果均吻合良好;让设计师有信心对不同的电容器组尺寸进行建模。 |
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移植了freeRTOS到STMf103之后显示没有定义的原因？
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keil5中manage run-time environment怎么是灰色，不可以操作吗？
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M0518 PWM的电压输出只有2V左右，没有3.3V是怎么回事？
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