在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式

电路

连续导通模式（CCM）反激式转换器常出现在中等功率和隔离应用中。CCM工作的特征包括峰值开关电流较低、输入和输出电容较少、电磁干扰 (EMI)降低、以及工作占空比范围窄于在不连续导通模式（DCM）下工作。由于具有这些优点，加上其低成本的优势，它们已在商业和工业领域得到广泛应用。本文将介绍在5A CCM反激条件下，针对53Vdc至12V的功率级设计方程式。
图1所示为一个详细的60W反激电路原理图，工作频率在250kHz。在最小输入电压为51V和最大负载时，占空比选择为最大值的50％。虽然超过50％的操作是可以接受的，但在本设计中并非必需。由于相对较低的高压端输入电压为57V，占空比在CCM工作中将仅下降几个百分点。然而，若负载大大降低，且转换器进入DCM工作时，占空比将显著降低。

图1：60W CCM反激式转换器原理图。

设计细节为了防止磁芯饱和，绕组开/关周期内的伏秒积必须平衡。这相当于：

将dmax设置为0.5，计算Nps12（Npri：N12V）和Nps14（Npri：N14V）的匝数比：

变压器匝数比设定好后，可以计算出工作占空比和场效应晶体管 (FET) 电压。

Vdsmax表示FET Q2漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏电感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。额外降低FET电压的25-50％，选择一个200V的FET。若可能，变压器必须具有优异的绕组耦合和1％或更小的最大漏电感，以最小化振铃。
当Q2导通时，二极管D1的反向电压应力等于：

当次级绕组由于漏感、二极管电容和反向恢复特性而变负时，振铃是常见的。使用超快（小于35 nS）、肖特基和SiC二极管可帮助最小化反向恢复效应，并最大限度地减少二极管缓冲器损耗。D1在FET关断期间进行导通，平顶电流为：

我选择了30A/45V额定的D²PAK封装，以将10A的正向压降降至0.33V。功耗等于：

推荐通过散热器或气流进行适当的热管理。您可以从以下方式计算初级电感：

式中， POUTMIN是转换器进入不连续模式工作（DCM）之处，通常是POUTMAX的20-30%。
峰值初级电流发生在VINMIN，等于：

确定最大电流检测电阻（R18）值对于防止控制器主要过电流（OC）保护装置跳闸是必须的。对于UCC3809，为了保证全输出功率，R18上的电压不能超过0.9V。对于此示例，我选择一个0.18Ω的阻值。更小的电阻是可以接受的，因为它减少功率损耗。但是过小的电阻会增加噪声敏感度，并使OC阈值高，带来变压器饱和的风险甚至更糟的情况——OC故障期间压力相关电路故障。在电流检测电阻中消耗的功率为：

从以下公式可以计算出FET导通和关断开关损耗：

损耗计算与Coss相关的损耗计算不太明确，因为该电容极其非线性，随Vds增高而降低，在设计中估计为0.2W。
电容器要求通常包括计算最大RMS电流、获得所需纹波电压所需的最小电容和瞬态保持。输出电容和IOUTRMS计算公式如下：

单独的陶瓷电容器是合适的，但是在直流偏置效应之后，需要7个陶瓷电容器才能实现83μF。因此，我只选择了足够的电流来处理RMS电流，然后采用LC滤波器来降低输出纹波电压，并提高负载瞬变。若存在大负载瞬变，可能需要额外的输出电容来降低压降。
输入电容等于：

式中，VINRIP是允许的输入纹波电压，其设置为VIN的3%或〜1.5V。
此时您仍然必须考虑电容抢占直流偏置效应的情况。RMS电流约为：

图2所示为原型转换器的效率，图3所示为反激评估板。

图2：转换器的效率和损耗决定了封装选择和散热要求。

图3：60W反激评估硬件测量100×35mm。

该设计示例涵盖了功能性CCM反激式设计的基本组件计算。然而，初始估计通常需要迭代计算才能进行微调。同样，在变压器设计和控制环路稳定等领域，通常需要更多的细节工作，来获得良好、优化的反激。
作者：John Betten，德州仪器