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在使用模数转换器(ADC)进行设计时,人们很容易错误地认为,缩小输入信号以满足ADC 的满量程范围,会造成信噪比(SNR)的明显降低。
需要处理宽电压摆幅的系统设计人员对此更是尤为关注。此外,与较高电压供电的 ADC相比,低压供电(5V 或更低)的 ADC 更是种类繁多。 较高电压供电通常会导致更大的功耗和更复杂的电路板布局(例如,需要更多的去耦电容)。 传感器或系统产生的许多信号都是双极性高压信号(如广泛使用的±10V 信号)。不过,有很多简单的方法可以使这种信号通过 ADC;也可以采用各种集成高压 ADC 解决方案:可处理这种满量程的大输入信号,而又不牺牲 SNR。这些解决方案需要极高的供电电压来满足输入范围的要求,并且其功耗也相当大(图 1)。这些高压 ADC 还缩小了信号调理(运放)解决方案的选择范围。如果信号需要与高压和低压输入组合多路复用,系统成本会大幅提升(图 2)。 还可以使用输入放大器对信号进行缩放,使其与低压 ADC 的满量程输入范围相符合。这种信号调理电路可以连接到一个多路复用输入,从而使所有的信号都能与 ADC 的范围相符合(图 3)。 当使用放大器进行信号电压缩放时,噪声以放大器输入为参考。此时,有两个主要的噪声源:放大器本身的输入参考噪声,以及 ADC 的缩小输入参考噪声。这两个噪声源按照二次项的方式组合。此外,放大器的噪声还会通过 ADC 的输入带宽以及放大器与 ADC 输入之间的抗混叠滤波器进行滤波,参见图 4. 图 4:缩放放大器引入噪声,但噪声由 RC 电路和 ADC 的输入网络滤波。 系统 SNR(放大器输入端)的计算公式为: 式中:VnADC 为 ADC 的输入 RMS 噪声;VnOPA 为放大器的输入参考噪声(输入参考的 X 倍)=单极点 -3dB 频率。 给定 ADC 的满量程范围、ADC 的输入参考噪声和放大器的比例因子后,有两个变量会影响到 SNR损失降低的目标:滤波器的截止频率和放大器的输入参考噪声。 如果信号源具有低频分量,可以设计滤波器,使放大器能够容许较大的输入噪声(较高的输入噪声通常与较低的功耗和成本有关)。如果 ADC 限制了系统的带宽,放大器需要具有足够低的输入参考噪声,以便把 SNR 损失控制在可接受的范围内。 举例来说,给定一个±10V 输入信号和一个 SNR 为 92dB 的 5VP-P 满量程范围 ADC,则比例因子(输入与满量程范围之比)为 4. 数据表中的 ADC 输入参考噪声为 44.4nV RMS 。 假设滤波器的截止频率为 10kHz,放大器的输入参考噪声为 10nV/ (Hz) 1/2,则 SNR 的损失为:SNR(loss)=0.035dB. 如果没有滤波器,并假定 ADC 带宽为 10MHz,为了达到相同的 SNR 损失,所需的输入参考噪声则变为 0.3nV/(Hz) 1/2,这一要求非常严格。 对于 10MHz 相同带宽的 ADC,如果允许 SNR(loss)=0.5dB,则对放大器的噪声要求为 4nV/(Hz) 1/2,相对来说较容易实现。 因此,如果给定了系统带宽和可容许的 SNR 损失,增加比例放大器以使高压信号转换到满量程范围的低压 ADC,将是完全可行的解决方案。当把多路不同摆幅的信号馈送到一个多路复用的低压 ADC 时,这种解决方案能够实现高性价比的系统。 |
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