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什么是电流反馈放大器，什么时候是您的系统设计的最佳选择？ 在这个由两部分组成的系列中，您将了解电流反馈放大器的主要优点，即： 带宽与闭环增益无关，并且有非常高的转换率 您将学习如何在电流反馈放大器上执行环路增益分析（也称为稳定性分析），并将其与电压反馈放大器的环路增益分析技术进行比较。 最后，您将收到这两种放大器类型的综合摘要，这将使您能够为您的最终应用选择最佳的放大器。
需要了解两个基本的知识点 首先呢 电流反馈运放的增益 与计算电压反馈型运放的增益是相同的 也就是说在左边的同相放大电路中 增益的计算公式是 1+RF/RG 在右边的反相放大电路中 增益的计算公式是 -RF/RG 第二个呢 就是电流反馈型运放的反馈回路 仍然属于负反馈 同时呢虚地的概念同样适用 也就是说同相输入的电压 VIN+ 与反相输入端的电压为 VIN- 是相等的 电流反型运放与电压反馈型运放相比 主要有两个方面的优点 第一点是电流反馈型运放 并不像电压反馈型运放那样 有一个固定的增益带宽积 上面的表格表明了两种结构的不同 在单位增益的条件下 两种运放的带宽都可以到 100MHz 而当增益提高到 10 也就是 20dB 的条件下 电压反馈型运放的带宽下降到 10MHz 而电流反馈型运放的带宽并没有发生改变 电流反馈型运放的这种特点 使它特别适用于高增益或者增益可调电路 运放的带宽与增益的配置无关 第二点是电流反馈型运放 可以实现更高的压摆率 压摆率被定义为 运放输出电压可达到的最大摆动速率 它是运放的一个重要的参数 决定了运放的大信号带宽 有时候也被称为全功率带宽 运放的压摆率 与全功率带宽的关系如上面所示 由于电流型反馈运放有优异的压摆率特性 所以它一般适用于 高速大信号线性输出电路中 比如 DSL 线路驱动器和信号发生器等 下面我们将进一步来看 电压反馈型运放这两个显著的特点 首先是增益带宽 传统的电压反馈型运放 包含一个高输入阻抗的差分输入级 紧接着是外部增益配置级 和一个低输出阻抗的输出级 如图中所示 当两个输入端口之间存在差分电压 VD 时 电压反馈型运放 以开环增益 AOL 的放大倍数将其放大 根据自动控制理论 闭环增益的计算公式如图中所示 可以观察到低频段时 由于 AOL 很大 闭环增益为 1+RF/RG 在右侧的波特图中呢 增益 1+RF/RG 与 AOL 的交点所对应的频率 为该增益下的 -3dB 带宽 该交点称为环路增益交叉点 随着信号增益的增加 两条曲线会在更小的频率点相交 相反 随着信号增益的减小 两条曲线会在更大频率处相交 这就是为什么电压反馈型运放 有着固定的增益带宽积 而对于电流反馈型运放 其模型如图所示 可以观察到 电流反馈型运放的结构 与电压反馈型运放相比 主要有两点不同 第一点是 在电流反馈型的同相输入端与反相输入端 包含一个 buffer buffer 的增益为 α 且 α 接近于 1 Ri 是 buffer 的输出电阻 也是影响运放动态性能的关键参数 第二点呢是 电流反馈型运放的误差电流 IN 主要来源于反相输入端 而电压反馈型运放的误差电压 来源于两个输入端口之间 电流反馈型运放是通过开环增益跨导 ZOL 将误差电流 IN 进行放大并输出的 这与电压反馈型运放中的开环增益 AOL 类似 电流反馈型运放的闭环增益推导过程 如右图所示 可以看出位于分母中的环路增益 是由以下四个参数共同决定的 第一个是跨导开环增益 ZOL 第二个是反馈电阻 RF 第三个是反馈输入电阻 Ri 以及噪声增益 NG 表达式 RF+Ri×NG 可以看做是电流反馈型运放的反馈互阻抗 反馈互阻抗在环路增益中的作用 与噪声增益在电压反馈型运放的 环路增益中的作用是相同的 但是电压反馈型运放中的环路增益 是受到噪声增益的直接影响 而电流反馈型运放中的环路增益 是受到反馈互阻抗和噪声增益的双重影响 这可以通过以下一个例子更好的解释 反馈电阻 RF 的取值可以从几百欧到几千欧 Ri 的取值通常为几十欧 例如 RF 等于 1000Ω Ri 等于 50Ω 运放的增益为 5 这样反馈互阻抗为 1.25kΩ 由此可以看出噪声增益 NG 的系数 Ri 远小于 RF 因此噪声增益 NG 对环路增益的影响很小 与电压反馈型运放类似 环路增益中分子与分母相等处的频率 就是运放的 -3dB 带宽 就是运放的 -3dB 带宽 因此在小信号增益的情况下 分子中的反馈电阻 RF 将成为决定电流反馈型运放带宽的关键因素 在接下来的讨论中 我们将默认电流反馈型运放放大电路 为同相放大模式 这样闭环增益与噪声增益保持一致 而在反相放大电路中 噪声增益等于 1+反相增益的绝对值 也就是 1+RF/RG 下面我们将结合具体的运放 进一步理解电流反馈型运放的带宽增益 左侧曲线为 THS3091 的小信号频率响应曲线 THS3091 是一个高压低失真的电流反馈型运放 在不同的环路增益中 THS3091 的带宽均稳定在 200MHz 附近 然后让我们看一下电流反馈型运放的波特图 红色的 ZOL 曲线 包含一个主极点和一个高二阶极点 二阶极点作用的部分用红色的虚线表示 高频的极点减小了 电流反馈型运放的相位裕度 图中蓝色的曲线表示反馈互阻抗 当电流反馈型运放的闭环回路 NG 增加时 因为 Ri 是定值 所以反馈互阻抗也会增加 而且在高增益时 Ri 与噪声增益的乘积 与反馈电阻 RF 比较接近 这个增长就会更加显著 反馈互阻抗的增加 会使得蓝色曲线不断的上升 因此会造成闭环增益的交叉点 所在的频率不断的降低 反馈互阻抗的增加 会在提高相位裕度的同时减小闭环带宽 为了使相位裕度和带宽 在不同增益下保持恒定 那反馈互阻抗就要保持不变 当闭环增益提高时 可以通过减小反馈电阻 RF 的措施来实现 当电路的增益很高时 我们要注意反馈电阻的值也会降低 而反馈回路与输出负阻抗是并联在一起的 减小 RF 一定会减小运放输出负载的阻抗 例如运放的增益是 10 的时候 THS3091 的输出阻抗 就从 100Ω 变到了 89.6Ω 综上所述 反馈电阻是环路增益 不可忽视的一个关键组成部分 反馈电阻的取值 建议采用 datasheet 中推荐的 以保持运放的稳定性以及正常工作 而该图是保持运放的增益 NG 固定 改变反馈电阻 RF 的值时 THS3091 的小信号频率响应曲线 其中推荐的电阻值为 1.21kΩ 由图可以看出 使用较小的反馈电阻 RF 时 反馈互阻抗随之减小 因此运放的相位裕度也会降低 同时运放的带宽增大 相位裕度的下降 使得频率响应的过冲增大 当 RF 的值增大到超过推荐值时 反馈互阻抗会随之增大 运放的相位裕度会增加 带宽会变小 带宽会变小 由此可见 可以通过改变反馈互阻抗的大小 来对电流反馈型运放进行补偿 调节电路的相位裕度 为了简化客户电路的设计 电流反馈型运放的 datasheet 上面 通常会有一个图表来反映 反馈电阻和噪声增益的对应关系 上图即为 OPA691 的图表 为了保证不同的增益下带宽不变 运放的反馈互阻抗必须是恒定的 利用图中两个不同的增益和对应的反馈电阻 可以计算出 Ri 的值 从而得到反馈互阻抗的值 比如噪声增益为 2 时 反馈电阻为 400Ω 当噪声增益为 5 时 反馈电阻为 300Ω 联立两个等式可以算出 输入电阻 Ri 的值为 33.33Ω 与这个理论值比较接近的实际值为 35Ω 从而可以计算出 OPA691 的反馈互阻抗为 470Ω 一旦知道了运放的反馈互阻抗 就可以在开环增益曲线上估算出闭环带宽 OPA691 的反馈互阻抗 之前已经计算出来了 是470Ω 或者换算成 53.4dBΩ 可以在图中看出 54dBΩ 和 ZOL 曲线的交叉点的频率是 100MHz 但是在 datasheet 中 增益为 2 时 带宽积为 190MHz 实际测得的带宽与计算出的带宽并不一致 这主要是有以下两个原因 第一个是因为 反馈互阻抗的计算公式 是基于单个极点的一阶系统 但是开环增益 AOL 的曲线是二阶系统 可以很明显的看到 开环增益的相频特型存在 180°的相移 二阶系统的相位裕度的下降 拓宽了闭环带宽 这是一个主要原因 另一个原因是 运放的输入电阻 Ri 在不同的幅值和频率下并不是恒定的 而在理论计算中 我们一直认为 Ri 是 35Ω 接下来我们来看 反馈回路中的电容对运放稳定性的影响 输入电容一般是运放内部结构中的固有电容 或者是 PCB 走线中的寄生电容 如图所示 输入电容与输入电阻相互作用 会在噪声增益的曲线中引入一个零点 PCB 的走线电容 可以通过移除反相输入端的铺地层进行抑制 正如前面所讨论的 为了在不同的增益下 保持一个恒定的反馈互阻抗 当增益降低时 必须增大反馈电阻 RF 的值 增大 RF 的值会造成零点频率的降低 而零点也相当于闭环增益响应中的极点 极点的存在会造成相位裕度的下降 造成运放的不稳定 为了补偿这个极点对相位裕度的影响 可以加入反馈电容 CF 与 RF 并联 这种补偿方式 类似于电压反馈运放中的滞后补偿 补偿电容的使用也要非常谨慎 当输入电容小 而加入的反馈电容比较大时 极点的位置就会位于零点的前面 就会造成反馈互阻抗的值变小 从而使运放的闭环带宽增益 更加接近 ZOL 的高频极点 减小了运放的相位裕度 另外反馈电阻的取值 也不要与 datasheet 中相差太大 否则会造成闭环带宽处于 ZOL 高频极点的后面 如第二张图所示 这样会造成相位裕度的减小 当需要使用运放作为单位增益的 buffer 时 电压型反馈运放的电路设计方法 是将输出端与输入端短接 即反馈电阻设为零 但是对于电流型反馈运放来说 反馈电阻为零时 会造成闭环带宽位于 ZOL 的二阶极点的后面 会造成运放的相位裕度急剧下降 因此在使用电流反馈型运放 设计 buffer 电路时 反馈电阻的取值 需要 datasheet 中给出的特定值 第二部分： 在第一部分中 我们介绍了电流反馈运放的带宽 主要取决于反馈电阻 所以它的增益带宽积是独立的 而在这一部分呢 我将介绍电流反馈型运放的第二个优点 也就是它超高的压摆率 在接下的讲解中 我将深入讲解电流反馈型运放的 内部电路设计 通过对内部电路的分析 进一步深入理解电流反馈性运放 是如何实现如此高的压摆率 电压反馈型运放的一个不足之处 是压摆率会受到限制 图中是一个典型的 电压反馈型运放的内部电路 第一级是一个高增益跨导模块 包括差分输入管 Q1 和 Q2 还有电流镜 Q3 和 Q4 之后是一个增益和输出级 合并在一起组成一个积分器 包含一个反相放大器 和一个补偿电容 C 在单增益放大时 正常情况下 输入差分对是平衡的 每个输入管脚上的电流是相等的 而当一个幅值很大、转换速率很快的 输入信号输入时 输出就无法跟随输入的变化而变化 输入差分对管不再平衡 拖尾电流 I 会通过 Q2 流入电容 C 中 开始对 C 进行充电 因此运放的压摆率 就取决于电容的充放电速度 比如如果 I 等于 100uA C 等于 10pF 时 压摆率等于电流除以电容 即为 10V/μs 增加压摆率的方法是电容值保持不变时 增加输入对管的拖尾电流 这样会增加运放的总功耗 有限的压摆率 会增加运算放大器的建立时间 在很多应用中 这是一个非常关键的参数 图中显示的是一个简化的 电流反馈型运放的内部结构 三极管 Q1、Q2 通过 Q3、Q4 对同相输入端的信号进行了缓冲 同时驱动运放的反相输入端 这里需要注意 Q3、Q4 的基极 也就是同相输入端呈现出高输入阻抗 而 Q1、Q2 的发射极 也就是反相输入端 呈现出低输入阻抗 根据基尔霍夫电流定律 可以得出反相输入端的电流 IN=I1-I2 其中 I1 和 I2 分别是 Q1 和 Q2 的推挽电流 Q5、Q7 和 Q6、Q8 构成电流镜 将 I1、I2 映射到电容 CCOMP 上 通过电流镜的作用 流入 CCOMP 的电流 IC 与输入级的不平衡电流 IN 相等 电容上的电压经过 Q9、Q10 和 Q11、Q12 的缓冲作用输出到输出端 当运放构成一个闭环反馈回路 而且外部信号造成差分输入端不平衡时 输入缓冲级就会将不平衡电流 传送到外部的反馈回路和增益电阻上 这个不平衡电流也会被电流镜 传送到电容 CCOMP 上 造成输出电压的摆动 直到原始的不平衡电流 通过负反馈回路被抵消 接下来我们分析一下 当压摆率受到限制时 运放的内部发生了什么 当电压反馈型运放处于摆动状态时 运放的反馈回路处于开环 同时两个输入端的电压不相等 为了重新回到闭环 反相输入端会努力跟随 同相输入端的变化而变化 也就意味着 输出端也会随着 同相输入端的变化而变化 就像之前讲过的需要对电容进行充电 因此驱动运放的电流 来源于输入差分对的电流源 这个电流是固定的 而且一般是微安级别的 所以输入差分对的电流源 限制了运放的压摆率 同样的情况也发生在电流反馈运放中 运放的输出为了跟随反相输入端 使反馈回路重新回到闭环状态 补偿电容也需要进行充放电 充放电的电流 IC 是反相输入端的不平衡电流 IN 的复制 而 IN 也来源于运放的输出端 同时驱动运放的低阻抗的反相输入级 运放的输出级一般可以驱动数毫安的电流 因此这要比电压反馈型运放的电流源强很多 也就是说 电流反馈型运放中的 IN 要比电压反馈型运放中的 IB 大很多倍 因此电流反馈型运放可以实现很高的压摆率 理论上一个理想的电流反馈型运放 可以拥有无限大的压摆率 然而输入缓冲级有限的动态范围 和电流镜限制了压摆率的最大值 表中展示了 TI 的几种 电流型反馈运放和电压型反馈运放 可以观察到 当运放的静态功耗大致相同时 电流反馈型运放的压摆率 一般要比电压反馈型运放高一个数量级 这些产品都属于高电压、高带宽的运放 THS3000 家族的电流反馈型运放 在 30V 的供电条件下 可以达到目前市场上最高的压摆率 好，既然我们已经了解了 电流反馈行运放的内部结构 接下来让我们学习 电流反馈型运放的输入电阻的来源吧 也就是我们之前用到的 Ri Ri 在跨导的计算中是一个非常重要的参数 而且一个理想的电流反馈型运放的 输入电阻应该是零 这样它的环路增益就只取决于反馈电阻 RF 和它的增益了 左图显示了开环运放的 差分输入级之间的缓冲级 其中 rE1 和 rE2 分别是 Q1 和 Q2 的发射极电阻 也就是输入缓冲级的输出阻抗 同时也是运放反相输入端的输入阻抗 发射极电阻 rE 与发射极电流 IE 之间的关系 如中间的公式所示 当设计一个低功耗的电流反馈型运放时 拖尾电流的减小会造成发射级阻抗的增加 在低功耗的应用中 发射极的阻抗往往会超过数百Ω 会在反馈跨导的计算公式中占主导地位 在低功耗的电流反馈型运放中 为了减小对输入阻抗的影响 TI 发明了一种闭环的缓冲级输入 通过这样一种闭环的结构 发射极电阻除以缓冲级的环路增益 可以使输入阻抗从数百Ω 减小到小于 10Ω 下面的表格对比了 宽带运放 OPA691 和 低功耗运放 OPA683 的输入阻抗 OP691 使用的是开环的缓冲级 而 OPA683 使用的是闭环的缓冲级 可以很明显地观察到 闭环的缓冲级可以在很大程度上 减小输入阻抗 而当信号的增益较小 而摆幅较大时 将电流反馈型运放配置为反相放大电路 会具有更好的线性度和更大的带宽 下面我将以 THS3091 作为例子介绍这一概念 假设 THS3091 的反相放大电路的增益是两倍 而输入信号的峰峰值是 8V 信号的频率是 100MHz 运放的输出变为 16V 理论上需要压摆率为 5025V/μs 在同相放大电路中 因为虚短的概念 两个输入端的电压摆幅都达到了 8V 因此也就要求输入缓冲级 也要有 2500V/μs 的压摆率 在这种情况下 缓冲级的非线性度会直接影响 THS3091 的整体非线性 而在反相放大电路中 运放的增益为 -2 输入也为 8V 100M 同样运放的输出端也需要满足 5025V/μs 的压摆率 但是在这种情况下 同相输入端和反相输入端维持在 GND 输入缓冲级不再有 8V 的摆动 因此缓冲级的线性度 不再对整个运放的线性度产生影响 在这种情况下 电流反馈型运放被配置为反相放大的 动态性能会得到提升 这种反相放大电路的设计 需要前级电路具有 足够的驱动能力来驱动负载 RG 才会凑效 而同相放大电路 因为一直呈现的是高输入阻抗 因此不会受到前级电路的影响 电流反馈型运放的输出噪声模型如图所示 总输出噪声的计算方法 与电压反馈型运放的计算方法大致相同 不同的是 在电流反馈型运放中 反相输入端与同相输入端的 电流噪声是不相等的 以 THS3217 为例 可以观察到 反相输入端的电流噪声 大于同相输入端的电流噪声 电流反馈型运放的输入级如左图所示 同相输入端是 Q3 和 Q4 的基极 因此呈现出高输入阻抗 Q3 和 Q4 的不匹配 将会导致同相输入端的偏置电流 同样在反相输入端的偏置电流 是由于 Q1 和 Q2 的不匹配造成的 之前也提到过发射极 呈现出低输入阻抗的特性 由于输入结构的不对称 使得运放的反相输入端 和同相输入端的偏置电流 不能很好的匹配 所以它们的偏置电流 要比电压反馈型运放的偏置电流大很多 反相输入端增加的偏置电流 也会造成反相输入端电流噪声的增加 通过这两节课的讲解 我们发现电压反馈型运放 和电流反馈型运放都有各自的优缺点 在实际应用中 我们需要根据应用的特点 对运放的结构作出选择 对于电压反馈型运放 主要适合以下系统 如高的直流精度 轨到轨的输入输出 低噪声、低功耗、低的压摆率 100MHz 以内极低的信号失真 或者是这些特点的组合 典型的电压反馈型运放的应用包括 高速高精度 ADC 的接口 或者互阻放大器 而对于电流反馈型运放应用的系统 一般具有以下特点 如非常高的压摆率和大信号带宽 高频处极低的失真 以及在不同增益下 具备接近固定信号带宽的一些应用 典型的应用包括 DAC 的输出接口和线性驱动 比如 DSL 数字电路和电力系统通信等 |
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