高动态范围RF收发器如何解决关键任务通信的阻塞挑战

频谱有限，商业/私人蜂窝的使用增加网络、无线电平台发展面临更复杂的干扰 场景。本文将讨论ADRV9002软件定义无线电 （SDR）是一种高动态范围（DR）RF收发器，可以解决阻塞问题 关键任务通信无线电和其他高动态通信的挑战 要求苛刻的无线应用。

介绍

关键任务通信系统对于我们的紧急情况至关重要 服务、公用事业服务以及政府和军事战术无线电 系统。任务关键型通信系统部署在许多 工作频段，必须与不断扩大的商业共存 蜂窝网络。这给无线电设计带来了重大挑战，因为接收器必须在存在大阻塞或 干扰信号。此外，对于许多便携式和手持式用例， 尺寸、重量和功耗 （SWaP） 也是主要的设计考虑因素。 集成的 SDRIC能够覆盖多个频段和 提供灾难恢复以处理日益拥挤的运营部署 外形小巧。

为了满足这些需求，设计了一个新的SDR系列。ADRV9002射频收发器专为许多关键任务市场而设计 并支持窄带（NB，低至 kHz）和宽带（WB，高达 40 MHz） 操作。ADRV9002是一款高度集成的RF至/从位系统平台，具有 统一的软件可编程架构，并融合了许多先进的 关键任务通信功能，包括快速跳频 （FFH）、多芯片同步 （MCS）、数字预失真 （DPD）、动态配置文件 开关 （DPS）、数字下变频器（DDC）、监听模式 （MM） 和高级 显著降低基带处理器负载的校准算法。 ADRV9002具有出色的动态范围，可提供最佳的灵敏度和阻断信号 处理具有挑战性的部署和干扰信号的容差。

接收器的阻塞要求

接收器的DR是其最大输入信噪比本底，DR是1 决定接收机恢复低电平信号能力的关键因素 在存在阻断剂（干扰物）的情况下。最小可检测信号或 灵敏度由信号带宽（BW）决定，接收器解调 阈值（信噪比最低），以及接收器的噪声系数 （NF）。它可以用 以下等式：

因为LO相位噪声和倒易混频机制如 图1，大阻塞能量可以扩散到想要的信号和原因 接收器灵敏度下降;阻塞器越大，越近 就是对想要的信号，接收器的灵敏度越差。这 大阻塞器本身也可能在接收器前端引入非线性 并导致杂散抑制进入所需的信号频段。三阶 两个大阻塞信号在等频偏移下的互调产物 从想要的信号会落在想要的信号带上，并导致接收器 性能下降。

图1.相互混合。

图 2 和图 3 显示了 DMR1和利乐2定义各种标准 干扰源和接收器容忍的电平要求。标准 要求无线电能够处理至少 84 dBc 阻塞 1 MHz （DMR） 或 500 kHz （TETRA） 频率偏移。广播制作人可能想要 90 dBc甚至更高，使他们的产品更具竞争力。同样，对于 相邻通道选择性、杂散抑制和互调 响应抑制，接收器应具有容纳所有响应的能力 这些类型的阻塞具有一些余量。

图3.TETRA 标准定义了阻塞要求。

为了满足图 2 和图 3 中的 DMR/TETRA 示例阻塞要求， 通常使用的传统超外差架构 RF信号下变频为一个或两个中频（IF），如 如图 4 所示。应用一对可调BBP（BPFa，BPFb）来拒绝 频带阻断器以及用于 VHF/UHF 频段或单个 SAW 的混频器 1 图像 带滤波器可应用于更高的频段，如800 MHz/900 MHz。 混频器1之后的晶体BPF具有尖锐的频率响应以提供通道 混合器2的选择性和反图像。AD9864等IC集成了 用于第二个混频器、IF/CLK 频率合成器、ADC、可编程抽取的功能 滤波器等，可以提供良好的信道内信噪比。

图4.传统的超外差接收器。

图4所示的超外差架构类型高度依赖于 外部 BPF（射频和中频）用于过滤带内和带外阻断信号，以及 图像，以及接收器和发射器的其他分立元件;这样 架构也限制了降低无线电尺寸、重量和成本的能力。 作为多标准支持。

ADRV9002接收器架构

图5显示了顶级ADRV9002接收器架构，3其中有两个 相同的接收器。vwin 前端 （AFE） 包含可编程 前端衰减器、匹配的 I 和 Q 混频器、可编程一阶或 二阶低通滤波器 （LPF） 和两组 ADC（高性能 （HP） 和每通道的低功耗 （LP））。数字前端 （DFE） 包含一系列数字信号处理模块，包括抽取滤波器、DDC、可编程 FIR （PFIR） 滤波器、校正算法模块等。ADRV9002接收器 提供灵活的NB和WB模式支持，自动或手动增益控制， 直接转换或IF操作。高度集成的RF至比特接收器可以 替换图 4 点矩形中的所有功能块。一个大大简化的 图中显示了采用ADRV9002的新任务关键型通信接收器图 在图 6 中。

图6.采用ADRV9002的关键任务通信接收器图。

采用一套HPADC和LPADC是ADRV9002接收器的独特设计， 它提供最大的线性度 （IIP3） 和最佳的功耗 折衷。HPADC和LPADC具有相似的噪声和DR水平，HPADC 与 LPADC 相比，IIP3 性能改进，约为 5 dB 增加功耗的代价。系统NF预计是 由于LNA增益在天线输入端的HPADC和LPADC之间的相似性 前端。利用 的快速模拟和数字峰值检测器功能 ADRV9002接收器，用户可以动态切换HPADC和LPADC的使用 当检测到或消失大阻塞信号时，因此接收器线性度和 功耗可以很好地平衡。

ADC（HPADC 和 LPADC）信号传递函数 （STF） 具有低通 滤波器响应，用作抗混叠滤波器，并显著降低 采样率周围的阻塞器。它还降低了以下抗锯齿要求： ADC之前的模拟LPF。图7显示了ADRV9002 ADC STF和模拟器件 LPF 频率响应，其中 HPADC 以 2.2 GHz 采样率和 LPF 运行 设置为一阶，频率约为 20 MHz f1 dB。受益于高 ADC的容积率，ADRV9002不依赖模拟LPF进行阻塞信号抑制 和通道选择性;因此，模拟LPF被设计为可配置的 一阶或二阶 LPF，带宽约为 5 MHz 至 50 MHz。它提供 ADC的抗混叠功能，有助于衰减带外阻滞剂。 通道滤波器由PFIR滤波器在数字数据路径的末端完成。

图7.ADRV9002 ADC STF 和模拟 LPF 频率响应。

ADRV9002接收器可支持高达40 MHz的RF带宽，可编程NCO和DDC允许从中间进行数字下变频 频率高达 ±20 MHz，适用于 NB 和 WB 信号。这 为接收器提供灵活的直接变频或中频操作。请注意， 偏移 IF 加上 RF 信号带宽的 1/2 应始终小于 20 MHz 至 确保输入信号不会在ADC之后被数字滤波器失真。

ADRV9002 接收器阻塞容限

如前所述，最大阻塞容差或最大容许 阻断器功率高于所需信号主要由以下因素决定：

动态范围（接收器最大输入信噪比）

接收器线性度，在失真产物落入 所需通道

中频模式下的镜像抑制，仅当干扰源处于镜像频率时

LO相位噪声

动态范围

接收器必须提供足够的 DR 来容纳阻塞程序和想要的 信号。与图4中的传统超外差接收器不同，ADRV9002 接收器不依赖外部 BPF 来过滤阻塞程序。The ADRV9002 接收器具有大约 150 dBc/Hz 的 DR，足以容纳和 在模拟/射频部分对阻塞信号和所需信号进行数字化处理 接收器路径，因此可以有效地过滤阻塞器 数字领域。公式2显示了ADRV9002接收器DR的计算结果 在最大增益下。

其中–11.4 dBm是ADRV9002接收器的典型满量程输入功率（FSIP） 12.5 dB是ADRV9002接收器的典型噪声系数。

ADRV9002接收器的最大增益约为20 dB，增益控制为34 dB 衰减器在混频器之前设置的范围，施加的衰减越多， 接收器增益越小。接收器可以提供每dB NF和线性权衡， 增益降低 1 dB 会使 NF 增加 1 dB，IIP3 和 IIP2 增加 1 dB。 同样，增益降低1 dB会使FSIP增加1 dB。图 8 显示了 ADRV9002接收器NF、IIP2、IIP2和FSIP具有不同的增益。根据等式2， ADRV9002接收器150 dBc/Hz DR可以保持在接收器增益中 控制范围。

图8.ADRV9002接收器NF、IIP3、IIP2和FSIP与增益的关系

图6显示了接收器，LNA之前的前端插入损耗（IL）也是如此 作为LNA增益，NF主导整个系统本底噪声，因此 到系统灾难恢复。系统NF（NF.SYS） 可以通过公式 3 计算。

哪里：

F铁是LNA之前所有前端的噪声因子

一个铁是有限元在LNA之前的线性插入损耗

F液化天然气是LNA噪声因子

一个液化天然气是线性LNA增益

F巴伦是巴伦的噪声因子

一个巴伦是巴伦线性插入损耗

F特雷克斯是ADRV9002噪声因数。

对于图6中的接收器，LNA之前的前端插入损耗为3 dB。 LNA （HMC8410） 具有 1.4 dB NF 和 19 dB 增益。巴伦插入损耗为1 dB， ADRV9002接收器NF在最大增益下为12.5 dB。从公式3， 该接收器的系统NF约为5.1 dB，从天线到天线的总增益 ADRV9002输入为15 dB。使用公式2，天线输入端的系统DR ADRV9002的最大增益约为：

图 9 显示了天线输入端的系统 DR 和 NF 具有不同 ADRV9002增益，采用ADRV9002接收器大DR设计。系统灾难恢复为 始终受到前端LNA的限制，这应该从 系统视角。

图9.系统噪声系数和动态范围与ADRV9002增益的关系

在无线电设计实践中，公式4可用于估算接收器DR 要求或估计最大阻塞信号到所需信号可容忍 给定接收器 DR 的比率。 图 10 显示了 DR 估计图 对于公式4。

图 10.容灾需求分析图。

以带有CW阻塞器的典型DMR信号为例。假设 DMR 所需信号带宽为 8 kHz，信噪比最低大约 7 dB，CW 阻滞剂的 PAR 为 0 dB， 裕量裕量为 1 dB。然后根据等式4，我们可以推导出 ADRV9002 150 dBc/Hz DR允许对大至 比所需信号高 103 dBc，信噪比至少为 7 dB。

同样，如果阻塞信号是PAR约为10.3 dB的LTE10宽带信号， ADRV9002 150 dBc/Hz DR允许对LTE10阻塞信号的容差与 LTE10 一样大 为 92.7 分贝。

上述估计仅适用于灾难恢复角度以及阻止因素，并且 LO相位噪声性能会降低最大容许阻断信号 到想要的信号。验证ADRV9002接收器的高容程概念以进行阻塞 将需要用于阻塞器和外部LO的高质量信号发生器。这 如果应用LNA，前端LNA线性度（IIP3）不应限制测试。

图11显示了ADRV9002阻塞测试设置，用于验证上述分析和 计算。ADRV9002配置为DMR配置文件，IF频率为490 kHz， 接收器施加外部LO。ARDV9002 处所需的接收器信号 接收器输入约为 –108 dBm，将信号发生器设置为不同的输出 阻塞器频率偏移，并增加阻塞器电平，直到获得所需信号 信噪比降低为信噪比最低在公式 1 中（对于 DMR 8 kHz，约为 7 dB 信号带宽）。然后，在相应频率下获得最大阻塞信号容差 偏移量被记录下来。

图 11.ADRV9002阻塞测试图。

图12和图13显示了ADRV9002 DMR轮廓阻塞测试结果，其中 CW 阻塞器和接近所需信号的 LTE10 阻塞器。

图 12.ADRV9002 DMR 配置文件 CW 阻断器容差测试结果。

图 13.ADRV9002 DMR 配置文件 LTE10 阻塞信号容差测试结果。

在CW阻塞器测试中，所需信号约为150 MHz。两个信号源 具有出色的相位噪声，用于外部LO和CW阻塞器， 分别;因此，LO和阻塞相位噪声基本上不会影响 阻塞测试。ADRV9002 CW阻塞器抑制测试结果与 高于103 dBc的估计值，但1 MHz频率偏移处的阻塞信号除外，该频率偏移约为IF频率的两倍，并且受镜像限制 剔除性能。

对于另一个测试用例，LTE阻塞器测试，所需信号设置为860 MHz，a是德科技N5182B 信号发生器生成调制后的 LTE10 阻塞信号，并且 ADF5335 PLL用于外部LO源。LTE10阻塞抑制测试 结果非常接近 92.7 dBc 的估计结果，但大约为 3 dB 差距。这主要是LO和阻塞相位噪声的影响。

上述ADRV9002 DMR模式DR估计和测试结果假设 ADC之前没有滤波器。ADRV9002模拟LPF可以部分衰减 阻断者。这改善了结果，特别是当阻塞者移动到更高的位置时 偏移频率 — 例如，≥ 5 MHz。

线性

两个大阻塞信号（或宽带）的三阶互调产物 阻塞因子的第三个非线性分量）可以落入所需的信号频段和 使接收器脱敏。接收器线性度将限制整体阻塞信号 容差低于 DR。三阶非线性失真的简单分析 可以通过使用IP3（三阶截点）概念来完成。图 14 显示 宽带阻塞非线性产物落入所需信号频带 场景，简化的双音模型可用于宽带阻塞 分析。每个音调的功率是总阻塞功率的一半（P大牌–3 dB），间距等于阻塞信号带宽和失真分量的功率 （P我） 相当于宽带两侧的总失真功率 阻滞 剂。DMR/TETRA 标准互调抑制响应如图 2 和 图3通过未调制干扰信号和调制信号进行验证， 但由于DMR/TETRA调制信号带宽较窄，交调抑制响应也可以简化为双音模型 在图14中，带宽将是两个干扰信号间隔，由 DMR/TETRA 测试规范。

图 14.阻塞非线性和分析。

接收器IP3来自双音模型的三阶互调失真 （IMD3） 可以用以下等式表示：

其中 P我是输入音功率和P我是三阶失真功率。

采用HPADC时，ADRV9002接收器的典型IIP3为26 dBm。分析是否 ADRV9002线性度可以满足DMR互调抑制响应要求，我们使用图6中的接收器设置。ADRV9002之前的总FE增益为： 15分贝。图2显示ADRV9002输入端的–107 dBm所需信号将为–92 dBm 以及由三阶失真或P引起的最大允许噪声我将 –99 dBm，信噪比为 7 dB最低。由公式5可知，最大允许值P我ADRV9002 时的输入计算为 –15.7 dBm，在 天线输入，远高于 –42 dBm DMR 标准要求。同样，采用LPADC时，ADRV9002接收器IIP3的功耗为22 dBm。这将允许 最大 P 约为 –33.3 dBm我在天线输入端，仍能满足DMR 互调抑制要求。

同样，卫星地面站的干扰阻塞要求和 系统（SES）4符合无线电设备指令 （RED） 需求 接收器可承受高达 87 dBc 的 LTE 5 MHz 阻塞信号，SNR 为 2.5 dB最低， 如图 15 所示。使用图 6 中的相同接收器，阻塞信号在 ADRV9002输入为–15 dBm，FE增益为15 dB，目标信号 ADRV9002输入为–102 dBm。假设 LTE 5 MHz 为 7.5 dB PAR ADRV9002满量程的信号和1 dB裕量程，ADRV9002接收器需要5 dB 从最大增益回退，以适应–15 dBm LTE阻塞 信号，ADRV9002 IP3在图8中增益约为15 dB时为31 dBm。

图 15.卫星接收器阻塞器要求（符合 ETSI RED）。

如图14所示，宽带5 MHz LTE阻塞器可以简化为： IM3估计的双音方法。每个音调功率P我ADRV9002输入时为 –18 分贝。由公式5可知，三阶失真功率P我为 –116 dBm，并且 阻塞信号一侧的失真功率为阻塞信号的 –98 dBc，即 可以满足 RED 阻塞要求（–87 dBc 阻塞与所需功率比 –2.5 dB 信噪比最低）。实际上，对于宽带阻塞，只有一部分三阶失真落在所需的信号频段，因子为10 ×log10 （156 kHz/7.5 MHz），其中 156 kHz 是所需信号带宽，7.5 MHz 是偏移 从阻塞中心到三阶失真，所以有效失真功率在 所需信号频带远小于P我.ADRV9002接收器线性度 有足够的余量来满足 RED 规范。

请注意，这些计算仅考虑了ADRV9002接收器的三阶失真。分析表明，ADRV9002接收器线性度很大 满足 DMR 标准阻塞互调抑制规范的裕量 以及 RED 规范。ADRV9002接收器提供每dB增益和dB 线性权衡，增益越小，IIP3越大，以上裕度越大 阻断交调抑制。从系统设计的角度来看， 外部前端LNA线性度可能会限制整个系统的线性度。 这需要仔细设计。

中频操作和镜像抑制

在IF操作中，阻塞信号在镜像频率（所需频率—2×IF） 可以在混频器后下变频到所需的信号频段，并且可以 使接收器脱敏。必须删除或禁止显示阻止程序图像 到足够低的水平以保持接收器性能。图 16 显示 在镜像频率和抑制要求下的阻塞器。阻塞 在镜像频率要求下可以分类为杂散响应 抑制 DMR/TETRA 标准，如图 2 和图 3 所示。对于 DMR 70 dBc 杂散响应抑制和 7 dB SNR最低例如，接收器 镜像抑制需要至少为77 dBc加上额外的裕量。

图 16.镜像频率和抑制的阻断器。

传统的中频操作需要敏锐的RF滤波器（图4，BPFb）来 在混频器和/或需要非常之前以镜像频率过滤阻塞器 高IF能够使用实用的外部滤波器（图4，晶体BPF）来 在第二个混音器之前消除阻塞图像。

ADRV9002镜像抑制算法平衡I/Q;因此，阻断剂 在ADRV9002的数字部分可以去除镜像频率。ADRV9002 在IF模式下为NB信号提供约90 dBc的镜像抑制。基于 之前的计算，这留下了很多裕量来满足DMR 70 dBc杂散 响应拒绝要求。在此性能水平下，ADRV9002 不 必须需要外部RF BPF（至少在降低外部RF BPF的情况下 要求）进行图像抑制。如果需要更多图像抑制 系统，ADRV9002可配置为高中频模式，以创造最大空间 （~40 MHz）在所需信号和图像之间;因此，外部BPF 可以在图像频率下衰减阻塞信号。ADRV9002提供灵活的变量 IF操作，用户可以根据其系统要求配置IF。

LO相位噪声

由于LO相位噪声和相互混频，大阻塞信号可能会降低 接收器灵敏度。失调频率下的LO相位噪声从阻塞信号到 所需通道应足够低，以便互惠混合组分 接收器不会降低所需频段所需的信噪比。对于调制 阻塞器，阻塞器可以在带宽中心使用 CW 音进行建模 和阻断器的总功率，以简化分析。图 17 显示了 LO相位噪声要求模型。相位噪声要求可以是 由以下等式估算：

图 17.LO相位噪声要求模型。

以 DMR 为例（7 dB SNR最低，8 kHz 带宽），要求 1 MHz 的阻塞程序 为 84 分贝。为满足标准要求，1 MHz偏移时的LO相位噪声 应小于 –130 dBc/Hz。

ADRV9002提供集成式RF PLL和VCO，具有更好的相位噪声 性能（参见ADRV9002数据手册中的相位噪声图）。LO阶段 对于 470 MHz LO，1 MHz 偏移时的噪声为 –141.4 dBc/Hz，对于 470 MHz LO 时为 –136.5 dBc/Hz 900兆赫低ADRV9002内部LO可以满足DMR标准 阻断LO相位噪声要求。

ADRV9002还为接收器提供外部LO输入，允许使用 外部更高性能的LO以获得更高的阻塞性能。

结论

本文介绍了ADRV9002系统如何具有高DR和线性度 设计成功满足任务关键型具有挑战性的阻塞需求 无线应用。高度集成的平台覆盖面广 的频段和标准。其最少的 BOM 使其适用于多种用途。

审核编辑：郭婷