MAX3580 DVB-T调谐器的应用考虑

本应用笔记包含实现符合NorDig 1.0.3标准的MAX3580 DVB-T调谐器方案所需的信息。这些信息是对MAX3580数据资料和C代码驱动器的补充。讨论了双回路和单回路AGC控制之间的权衡。双回路AGC控制选项也满足MBRAI的要求。提供了原理图和编程建议。

介绍

本应用笔记连同MAX3580数据资料和C代码驱动器，包含实现符合NorDig 1.0.3标准的MAX3580 DVB-T调谐器方案的必要信息。该方案包含一个具有分立LNA和环通功能的MAX3580。本文分析了双回路和单回路AGC控制之间的权衡，并详细介绍了每种解决方案。提供了相应的应用原理图。提供了寄存器编程建议以获得最佳性能。包括最佳解调器接口的详细信息。

双回路AGC控制选项也满足MBRAI的要求。单回路AGC控制选项尚未针对MBRAI进行测试。

双回路和单回路AGC的性能比较

MAX3580增益可由双环路或单环路AGC方案控制。虽然双环路方法具有更好的最大信号性能和略低的BOM成本，但它需要使用具有两个PWM输出的解调器，并且软件稍微复杂一些。测量表明，这两种解决方案都符合NorDig 1.0.3标准。

对于双环路AGC，一个滤波解调器PWM输出控制BB_AGC，另一个PWM输出控制RF_AGC。对于单环路AGC，一个滤波解调器PWM输出控制BB_AGC;随后，通过简单的PNP晶体管电路连接到BB_AGC来控制RF_AGC。更灵活的双回路AGC提供更好的最大信号性能，因为它在强信号条件下提供更优化的RF_AGC电压。稍后将在双回路 AGC 控制说明部分中提供更多详细信息。

图1所示为MAX3580的双环路和单环路AGC控制性能比较。

图1.双回路和单回路AGC控制之间的灵敏度比较。

图1显示，双环路和单环路AGC控制的灵敏度相似。NorDig的裕量超过2dB。这里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。由于测量系统的限制，VHF-III和UHF测量都使用8MHz带宽信号。请注意，使用NorDig指定的7MHz带宽信号测量时，VHF-III灵敏度有望提高0.6dB。

图2.双回路和单回路AGC控制之间的最大信号比较。

虽然两种AGC解决方案的最大信号性能都比NorDig要求高出25dB以上，但图2显示，双环路最大信号性能至少比VHF-III的单环路高出9dB，UHF至少高出2dB。双环路最大信号性能在两个频段均超过3dBm，而单环路AGC的最差情况测量值为-8.4dBm（174MHz）。同样，这里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

图3.VHF-III下双环路和单环路AGC控制之间的数字干扰到载波（I / C）比较。

图3显示，两种AGC选项在VHF-III下的数字I/C性能相似;两个选项都至少存在 4dB 的裕量。同样，这里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

图4.UHF 双回路和单回路 AGC 控制之间的数字 I/C 比较。

图4显示，对于双环路AGC控制，UHF下的数字I/C性能要好约2dB。同样，这里的 QEF 限制是 BER = 2e-4。

图5.双回路和单回路AGC控制之间的vwin I/C比较。

图5显示，两种AGC选项的模拟I/C相似。存在至少 6dB 的裕量。此处的 QEF 限制是“60 秒内无数据包错误”。

由于测量设备的可用性，PAL干扰源由NTSC信号模拟，该信号具有75%的色条和-13dBc的音频载波。由于NTSC信号是为6MHz信道设计的，因此NTSC信号在8MHz信道中偏移到最接近所需载波的边缘。

双回路AGC控制说明

图6.双环AGC原理图。

图6所示为双环路AGC控制的原理图。两路PWM解调器输出在连接至MAX3580 AGC控制引脚前分别经过两次RC滤波。为了在每条线路上提供最佳的干扰抑制效果，将一个RC滤波器放置在PWM输出附近，第二个RC滤波器放置在MAX3580屏蔽边缘的MAX3580附近。

图7.双环路AGC响应，仅具有所需信号。

图7所示为输入电平增加时MAX3580的推荐AGC控制电压。解调器PWM提供这些电压。PWM接收来自软件算法的十六进制字作为输入，然后输出经过RC滤波的脉冲序列，从而产生直流控制电压。当输入电平因灵敏度增加时，BB_AGC处于活动状态并降低增益，以将解调器ADC输入保持在目标电平。RF_AGC保持在最大增益。然后，当BB_AGC降低到1.7V时，RF_AGC也变为活动状态。随着输入电平的不断增加，解调器ADC输入电平通过根据固定比率降低RF_AGC和BB_AGC来调整到目标电平。在-72dBm以上观察到两个AGC电压的线性递减响应。RF_AGC在该地区占主导地位，正如其更陡峭的坡度所观察到的那样。过渡区发生在-76dBm和-72dBm之间，其中RF_AGC增益调整与控制电压呈非线性关系。

CNR 从灵敏度时的 19.0dB 增加到接近最大信号的测量系统极限 45dB。CNR 通过冻结 AGC 并在载波打开和关闭的情况下测量信道功率，在解调器输入端使用频谱分析仪探头进行测量。信噪比图是解调器估计值。对于-72dBm至-10dBm范围内的输入电平，典型的解调器最大SNR测量限制约为24dB至26dB。输入电平高于-10dBm时的SNR下降由带内互调解释，该交调包含在SNR测量中，但不包含在CNR测量中。

图8.双环路AGC响应，28dBc时具有N+1数字干扰源。

图8显示，当添加干扰源时，RF_AGC较低（与图7相比）。这导致较低的CNR和SNR值。来自干扰源的互调导致CNR和SNR在所需载波电平增加到-54dBm至-44dBm范围时下降。

图9.交替双环路增益控制。

图9显示了另一种双环路增益控制响应，该响应尚未经过测试，但也可能工作良好。某些解调器的软件支持这种方法。

-72dBm的RF输入功率是RF_AGC的推荐接管电压（TOV）点。当RF输入功率从灵敏度电平增加到TOV时，BB_AGC会降低基带增益，以维持ADC所需的电平。同时，RF_AGC保持在最大RF增益。当BB_AGC数字字减少到TOV时，解调器冻结BB_AGC，RF_AGC变为活动状态。RF_AGC保持工作状态，直到降至0.5V （MAX3580 RF_AGC的最小控制电压）。RF_AGC现在被冻结，BB_AGC再次变得活跃，进一步降低了BB_AGC。

单回路AGC控制说明

图 10.单回路AGC原理图。

在图10所示的单环路AGC控制解决方案中，BB_AGC由解调器PWM输出的滤波版本控制。RF_AGC也由同一PWM输出的滤波版本间接控制。当BB_AGC电压被拉得足够低以打开PNP晶体管时，RF_AGC电压被拉低到比BB_AGC电压高约一个二极管压降。如果BB_AGC上升得足够高，晶体管关断，导致RF_AGC被上拉电阻上拉至近3.3V。

在图10中，布局中靠近解调器的元件封装在一条虚线内，而放置在MAX3580附近的元件则封装在第二条虚线内。1μF和1nF电容应放置在MAX3580屏蔽的边缘。

图 11.仅具有所需信号的单环路AGC响应。

图11显示，随着输入电平的增加，RF_AGC被下拉至高于BB_AGC电压~0.6V。CNR 从灵敏度时的 19.2dB 增加到最大信号的测量系统极限 45dB。输入电平高于-20dBm时的SNR下降由带内互调解释，该交调包含在SNR测量中，但不包含在CNR测量中。

寄存器编程

本文简要介绍MAX3580寄存器编程。还会突出显示一些优化性能的寄存器设置。MAX3580数据资料包括对其寄存器进行编程的完整细节。Maxim还提供C代码驱动器，帮助客户以推荐的方式对所有MAX3580寄存器进行编程。注：读者可以向当地的Maxim现场应用工程师或客户经理索取MAX3580 C代码驱动程序。

为了下变频特定的RF频率，必须使用存储在片内保险丝表（也称为ROM表）中的工厂调谐值对跟踪滤波器进行编程。同样，基带滤波器带宽必须编程为存储在片内保险丝表中的相应工厂调谐值。为7MHz通道（通常为VHF）提供一个工厂调谐值;为8MHz通道（通常为UHF）提供第二个工厂调谐值。此外，频带选择、N 分频器和 RF 输入选择都必须进行编程。

为了获得最佳性能：

将ICP位（寄存器0x06 <6>）编程为600μA。

对SHDN_PD位（寄存器0x08 <5>）进行编程以关闭功率检测器。

对于VHF，RDIV位（寄存器0x06 <7>）编程为2，UHF编程为1。

根据VHF灵敏度，优化特定解调器的直流失调校正阈值位（寄存器0x0B <1：0>）。从 0 开始，最高增加到 3，同时灵敏度不断提高。

根据 VHF 灵敏度优化特定解调器的直流校正速度位（寄存器 0x0B <3：2>）。从 1 开始，如果灵敏度提高，则增加到 2。

I/Q 接口

图 12.推荐的 I 通道接口（Q 通道重复）。

图12显示了添加到每条I/Q差分线的T形RC滤波器。这些RC滤波器抑制RF频率的高阶数字时钟谐波，否则解调器通过I/Q接口传导至MAX3580 RF输入，随后下变频。这些谐波由R2-C2低通RC滤波器和R1阻性焊盘衰减。

R1和C2具有双重用途，用作抗混叠滤波器。电容器C1 用于交流耦合。

我2C 接口

图 13.推荐一2C 行过滤。

图13显示了建议用于抑制在I上传导的干扰的RC滤波2C 线。将33pF电容放在MAX3580屏蔽板的边缘。

晶体振荡器参考

MAX3580晶体振荡器基准通常可与解调器共享，从而节省解调器晶体的成本和空间。MAX3580的晶体振荡器工作在很宽的频率范围，因此可以选择解调器时钟可接受的频率。然后，MAX3580的基准缓冲引脚通过串联1kΩ电阻和10nF电容驱动解调器基准引脚。请注意，最好使用最低可用频率。较低的基准频率通过降低MAX3580分数PLL噪声（特别是在VHF频段）提供更大的灵敏度裕量。

需要注意确保MAX3580的晶体振荡器基准频率容差足以满足解调器的典型±50kHz旋转要求。为此，请选择合适的晶体频率容差，并确保串联反馈电容（附录A原理图中的C19、C18和C20）的总电容等于晶体的负载电容。一个好的起点是保持这些反馈电容相等。请联系您当地的Maxim现场应用工程师或客户经理寻求帮助。

MAX3580的基准振荡器电路也可用作由外部电源驱动的高阻性基准输入。（这种方法不是首选方法，因为基准谐波会降低MAX3580的性能。使用外部基准时，通过幅值约为1.5V的交流耦合电容驱动MAX3580 XB输入Q-1，并使 XE 保持未连接状态。请注意，在1kHz至100kHz的失调时，外部基准的相位噪声需要超过-140dBc/Hz。

其他准则

MAX3580应由专用稳压器供电，以尽量减少数字干扰。

为了最小化MAX3580 IC不同部分之间的耦合，理想的电源布线布局为星形配置，在中央V处有一个大旁路电容抄送节点。五世抄送跟踪从此节点分支出来，每个跟踪将单独的 V抄送MAX3580上的引脚。到每个 V抄送引脚连接一个旁路电容器，尽可能靠近引脚放置。当在单个V电压下使用多个旁路电容时抄送引脚，将较小值的电容器放在最靠近引脚的位置。每个旁路电容器至少使用一个过孔，以实现低电感接地连接。

将晶体靠近MAX3580上的XB和XE引脚。

三个接地引脚（GND_PLL、GND_CP 和 GND_TUNE）必须通过单独的接地过孔连接到接地层。它们不得直接连接到裸露的桨。

将差分I通道的两条走线靠近。对 Q 通道执行相同的操作。保持 I 和 Q 短迹线短。

解调器的目标电平是设置AGC控制解决方案的重要参数。对于本应用笔记，目标解调器输入电平为285mVQ-<>带CW信号的差分。要测量此电平，请在闭环AGC控制达到稳定状态后冻结AGC，DVB-T输入信号为666MHz，约-50dBm，64QAM和3/4码率。然后关闭调制并将输入CW频率增加到667MHz，从而产生1MHz基带信号。最后，使用高阻抗差分探头（200kΩ|| <1pF）测量解调器输入端的结果电平。

MAX3580双工器应用笔记3700，“MAX3580的前端双工滤波器。"

结论

MAX3580增益可由双环路或单环路AGC方案控制。双环路具有更好的最大信号性能和略低的BOM成本，但需要使用具有两个PWM输出和更复杂的软件的解调器。测量表明，这两种解决方案都符合NorDig 1.0.3标准。本应用笔记详细介绍了实施这两种解决方案的应用。

审核编辑：郭婷