揭开高性能多路复用数据采集系统的神秘面纱
用于医学成像、工业过程控制、自动测试设备和 40G/100G 光通信系统的高通道密度数据采集系统可将来自多个传感器的信号多路复用到少量 ADC，这些 ADC 可以按顺序转换每个通道。多路复用允许每个系统使用更少的ADC，从而显著节省功耗、尺寸和成本。逐次逼近型ADC（通常称为SAR ADC，因其逐次逼近寄存器）具有低延迟，因此在需要快速响应满量程输入阶跃（最坏情况）而没有任何建立时间问题的多路复用系统中很受欢迎。SAR ADC易于使用，具有低功耗和小尺寸的特点。本文重点介绍与使用高性能精密SAR ADC的多路复用数据采集系统相关的关键设计考虑因素、性能结果和应用挑战。
多路复用数据采集系统的挑战
多路复用数据采集系统要求宽带放大器在驱动ADC满量程（FS）输入范围的同时快速建立。此外，多路复用器通道的开关和顺序采样必须与ADC转换周期同步。相邻输入之间的大电压差使这些系统容易发生通道间串扰。为避免误差，包括多路复用器和放大器在内的整个信号链必须建立到所需的精度，通常指定为串扰误差或建立误差。图1所示为数据采集系统的框图，其中包括多路复用器、ADC驱动器和SAR ADC。
图1.多路复用数据采集系统框图。
复 用
多路复用器的快速输入切换和宽带宽对于高性能至关重要。多路复用器的导通或关断时间指定了施加数字控制输入和输出跨越 90% V 之间的延迟外，如图2所示。
图2.典型多路复用器中的切换时间。
多路复用器输入在切换通道时发生电压毛刺或反冲。这种反冲是导通和关断时间、导通电阻和负载电容的函数。具有低导通电阻的大型开关通常会产生较大的输出电容，每次切换输入时都必须将其充电至新电压。如果输出未稳定到新电压，则会发生串扰误差。因此，多路复用器的带宽必须足够，并且必须在多路复用器输入端使用缓冲放大器或大电容来建立满量程阶跃。此外，流过导通电阻的漏电流会引入增益误差，因此两者都应保持较小。
模数转换器驱动器
当多路复用器输入通道切换时，ADC驱动器放大器必须在指定的采样周期内建立较大的电压阶跃。输入可以从负满量程变为正满量程，反之亦然，因此可以在短时间内产生较大的输入电压阶跃。放大器必须具有宽大信号带宽和快速建立时间才能处理此步骤。此外，由于压摆率或输出电流限制，会出现非线性效应。此外，驱动器放大器必须在采集周期开始时解决SAR ADC输入上的电荷再平衡引起的反冲。这可能会成为多路复用系统中输入的瓶颈。通过降低ADC的吞吐速率以提供更长的采集时间，可以减少建立时间问题，从而使放大器有足够的时间建立到所需的精度。
图3显示了多路复用数据采集系统输入进行满量程变化时的时序图。ADC的周期时间，由转换时间加上采集时间（t中青= t卷积+ 吨ACQ），通常在数据手册中指定为 1/吞吐速率。SAR ADC的容性DAC在转换开始时与输入断开，多路复用器通道可以在小的开关延迟tS后切换到下一个通道。这允许建立所选通道的最长时间。为了保证最大吞吐量下的性能，多路复用系统中的所有元件必须在多路复用器切换和采集时间结束之间的ADC输入端建立。多路复用器通道切换必须与ADC转换时间正确同步。多路复用系统中可实现的吞吐速率是单个ADC吞吐速率除以采样通道数。
图3.多路复用数据采集系统的典型时序图。
多路复用器输入端的RC滤波器
一些设计人员使用低输出阻抗缓冲器来处理来自多路复用器输入的反冲。SAR ADC（数十MHz）和ADC驱动器（数十至数百MHz）的输入带宽高于采样频率，所需的输入信号带宽通常在数十至数百kHz范围内，因此可能需要在多路复用器的输入端使用RC抗混叠滤波器，以消除不需要的信号（混叠）折回到目标带宽，并减少建立时间问题。应根据以下权衡仔细选择每个输入通道使用的滤波器电容值：如果电容较大，将有助于衰减多路复用器的反冲，但也可以通过降低其相位裕量使先前的放大器级不稳定。对于在变化电压下具有高Q值、低温度系数和稳定电气特性的RC滤波器，推荐使用C0G或NP0型电容器。应选择合理的串联电阻值，以保持放大器稳定并限制其输出电流。电阻不能太大，否则多路复用器反冲后放大器将无法为电容器充电。
多路复用数据采集信号链
图4显示了多路复用数据采集系统的简化信号链。两个差分通道之一由ADG774 CMOS多路复用器选择。为了评估该系统，ADG774的正差分和负差分输入被连续切换，以产生满量程步进。两个超低失真运算放大器ADA4899-1缓冲多路复用器输出，并驱动18位、5 MSPS PulSAR ADC AD7960。RC滤波器（33 Ω/56 pF）有助于降低AD7960容性DAC输入的反冲，并限制流向AD7960输入的噪声。®
图4.用于多路复用数据采集系统的简化信号链。
ADG774四通道2：1 CMOS多路复用器提供快速开关速度（t上= 7 ns， t关闭= 4 ns），低导通电阻 （R上= 2.2 Ω），宽带宽 （f–3分贝= 240 MHz）和低功耗（5 nW），使其非常适合便携式和电池供电的仪器。ADG774的输入连接到一个固定的5 V基准电压源和一个地，因此输出应从正满量程摆动到负满量程。图5显示了在整个0 V至5 Vvwin 输入范围和–40°C至+85°C温度范围内导通电阻与输入电压的典型曲线。这种性能水平确保了快速开关信号的出色线性度和低失真。
图5.ADG774导通电阻与输入电压的关系
ADG774的输出连接到高输入阻抗放大器级。ADA4899-1高速运算放大器具有超低噪声（1 nV/√Hz）和失真（−117 dBc）、600 MHz带宽和310 V/μs压摆率。采用+7 V和−2.5 V电源供电，可提供足够的裕量来实现低系统噪声和失真。对于2 V p-p输入信号，该放大器的50 ns建立时间为0.1%，如图6所示，非常适合驱动AD7960。
图6.ADA4899-1的典型建立时间。
AD7960精密差分ADC提供同类最佳的噪声和线性度，无延迟或流水线延迟、高精度（18位分辨率、±0.8 LSB INL、99 dB SNR和–117 dB THD）、快速采样（5 MSPS）、低功耗和低成本。该器件采用+5 V （VDD1）和+1.8 V（VDD2和VIO）电源供电，在回波时钟模式下转换时，在5 MSPS时的功耗仅为46.5 mW。其内核功耗与吞吐量成线性关系，非常适合具有高通道密度的低功耗应用。5 V和1.8 V电源可由ADP7104和ADP124等低噪声LDO产生。
ADC的满量程差分输入范围通过外部基准电压源设置为5 V或4.096 V。为了充分利用其动态范围，输入信号必须从0摆幅到VREF。在该信号链中，5 V基准电压源由高精度（最大初始误差为±0.02%）低功耗（最大工作电流为950 μA）基准电压源ADR4550提供，具有出色的温度稳定性和低输出噪声。AD8031轨到轨运算放大器缓冲外部基准电压源。在大容性负载下保持稳定，它可以驱动去耦电容，以最大限度地减少瞬态电流引起的电压尖峰。AD8031非常适合各种应用，从具有宽带宽的电池供电系统到高元件密度要求低功耗的高速系统。
AD7960数字接口提供自时钟和回波时钟模式，采用低压差分信号（LVDS），可在ADC和数字主机之间实现高达300 MHz（CLK±和D±）的高速数据传输。LVDS接口允许多个器件共享一个公共时钟，从而减少数字线路数量并简化信号路由。与并行接口相比，功耗更低，在多路复用应用中特别有用。
AD7960在转换开始后约115 ns返回采集模式，在200 ns总周期时间内，约有40%用于采集信号。这种相对较长的采集时间减轻了放大器带宽和建立时间要求的负担，并使差分输入更易于驱动。5 MSPS吞吐速率允许以快速扫描速率多路复用多个通道，因此高通道数系统所需的ADC更少。
在转换过程中，AD7960的安静时间要求为90 ns至110 ns，其中多路复用器输入不得切换。因此，为避免破坏正在进行的转换，必须在CNV±开始信号的上升沿之后将外部多路复用器切换到小于90 ns或大于110 ns。如果在此安静时间内切换模拟输入，则电流转换可能会损坏多达15 LSB。模拟输入应尽早切换，以允许最长时间压摆满量程信号并建立输入。
每16次转换后，多路复用器在CNV±上升沿后约10 ns在–5 V和+5 V之间切换，如图7所示。这会产生一个满量程差分阶跃，因此ADC输出从负满量程变为正满量程，如图8所示。
图7.示波器图显示了来自内部 CAP DAC 的反冲。
图8.AD7960输出显示ADG774每16次转换后切换一次。
此开关时间延迟必须大于ADC的1.6 ns孔径延迟。在ADC输入端测得的信号显示AD7960容性DAC的回冲约为1 V p-p（图7，以红色突出显示）。为确保输出完全建立，驱动放大器必须在下一次转换开始之前建立该瞬变，在ADC以5 MSPS运行时的大约80 ns采集时间内建立。以较低的吞吐速率运行ADC可提供更多的采集时间来建立这种反冲，从而降低多路复用器输入通道之间的串扰误差，并缩短满量程阶跃的建立时间。
在多路复用器输入端测量的信号也显示了通道切换的反冲。多路复用器输入端的缓冲放大器有助于解决这种反冲。如果由于成本或空间原因无法使用输入缓冲放大器，则可以在输入端添加优化的RC滤波器，以减少反冲和串扰的影响。多路复用器输入端使用的RC滤波器的值会影响信号链的整体噪声和建立时间。
当多路复用器为静态时，AD7960以最大5 MSPS吞吐速率运行的数据采集系统的输出距离标称满量程约14 LSB，代表系统的总增益和失调误差。当多路复用器切换时，ADA4899-1驱动器放大器有助于在大多数应用中可接受的通道间串扰误差范围内将输出建立为正负满量程。输出误差随吞吐速率呈指数级增长，在5 MSPS时达到最大值0.01%，如图9所示。较低吞吐速率下的零串扰误差表明，ADC输出在第一次转换期间稳定至最终值。
图9.串扰误差与吞吐量（占满量程幅度的百分比）
如图10所示，在1 V p-p（满量程的10%）时，相对于满量程的串扰误差小于0.001%，并且随差分输入幅度线性变化。相对于步进幅度的串扰误差在整个输入范围内几乎是平坦的，并且始终小于0.01%。
图 10.串扰误差与差分输入信号的关系
该多路复用信号链提供优化的性能，并具有最佳的噪声与建立时间权衡。这些结果表明，需要宽带宽、快速建立放大器来建立ADC输入的大电压阶跃和反冲，并降低多路复用时的串扰误差幅度。
多路复用数据采集系统布局注意事项
印刷电路板（PCB）布局对于保持信号完整性和实现信号链的预期性能至关重要。图11显示了69 mm×85 mm四层评估板的顶部。在电路板上放置各个元件和路由各种信号时必须小心。在这种情况下，输入信号从左到右路由。ADC的所有电源和基准引脚必须与靠近DUT的电容去耦，并使用短、宽、低阻抗走线连接，以便为高频电流提供路径，最大限度地降低EMI敏感性，并减少电源线路上的毛刺影响。根据数据手册，推荐值通常为10 μF和100 nF。应移除多路复用器、放大器和ADC输入和输出引脚下方的接地层和电源层，以避免产生不需要的寄生电容。器件的裸焊盘应使用多个通孔直接焊接到PCB的接地层上。分离敏感的模拟和数字部分，同时使电源电路远离模拟信号路径。快速开关信号（如CNV±或CLK±）不应靠近或交叉模拟信号路径，以防止噪声耦合到ADC。
图 11.用于多路复用数据采集系统的顶层评估板。
多路复用数据采集应用
工业自动化和医学成像中使用的高性能、多通道数据采集系统需要宽带宽、高精度和快速采样，所有这些都以小巧、低成本的外形尺寸实现。18位AD7960和16位AD7961的5 MSPS吞吐速率允许将更多通道多路复用到更少的ADC，同时显著降低成本、功耗和封装尺寸。这有助于设计人员应对高通道密度系统常见的空间、热、功耗和其他关键设计挑战。
出色的线性度和低噪声可在计算机断层扫描 （CT） 和数字 X 射线 （DXR） 应用中提供增强的图像质量。将高采样速率的多个通道切换为更少的ADC，可以缩短扫描时间并减少X射线剂量的暴露，从而提供准确、经济实惠的诊断和更好的患者体验。在CT扫描仪中，像素电流使用单个积分器和每个通道的采样保持器连续捕获，输出多路复用到高速ADC。低噪声模拟前端将来自每个像素的小电流转换为大电压，然后将其转换为可处理的数字数据。
多路复用医疗成像系统，尤其是 CT 和 DXR，规定相邻像素的典型像素间串扰误差为 ±0.1%，非相邻像素的典型像素间串扰误差为 ±0.01%。本文给出的结果表明，该多路复用信号链产生的串扰误差完全在可接受的限值内，即使在最大吞吐量和满量程范围内也是如此。
结论
高性能、高通道密度、多路复用数据采集系统需要可靠的性能、功能灵活性和高精度，同时满足功耗、空间和热限制。本文提供了选择多路复用信号链元件的指南，包括满足预期性能的关键设计考虑因素，并提供了有关吞吐量、建立时间和噪声之间权衡的见解。该信号链在满量程范围内以5 MSPS时的串扰误差小于0.01%实现了优化的性能。
审核编辑：郭婷
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