如何在高压应用中利用反相降压-升压拓扑
Olivier Guillemant
对于需要产生负电压轨的应用，可以考虑各种拓扑结构，如文章“产生负电压的艺术”中所述。1但是，如果输入和/或输出端的绝对电压可以超过24 V，并且所需的输出电流可以达到几安培，则电荷泵和负LDO稳压器由于其低电流能力而被丢弃，而其磁性元件的尺寸会导致反激式和Ćuk转换器解决方案变得非常麻烦。因此，在这种情况下，反相降压-升压在高效率和小尺寸之间提供了最佳折衷方案。
然而，为了获得这些好处，必须充分了解反相降压-升压拓扑在高压条件下的操作。在深入探讨这些细节之前，我们将首先简要回顾一下反相降压-升压拓扑。然后，我们将比较反相降压-升压、降压和升压拓扑的关键电流路径。
三种基本的非隔离拓扑
反相降压-升压属于三种基本的非隔离开关拓扑。这些拓扑都由控制晶体管（通常是MOSFET）、二极管（可以是肖特基二极管或有源二极管——同步MOSFET）和作为储能元件的功率电感器组成。这三个元素之间的公共连接称为交换节点。功率电感相对于开关节点的位置决定了拓扑结构。
如果线圈位于开关节点和输出之间，我们得到DC-DC降压转换器，在本文的其余部分我们简单地称之为降压。或者，将线圈定位在输入和开关节点之间，即可创建DC-DC升压转换器，此处称为升压。最后，DC-DC反相降压-升压包括将线圈放置在开关节点和地（GND）之间。
在每个开关周期内，甚至在连续导通模式（CCM）下，所有三种拓扑都包括面临电流快速变化的元件和PCB走线，导致图1c、图2c和图3c中突出显示的噪声转换。通过保持热回路较小，可以减少电路辐射的电磁干扰（EMI）。在这个阶段，值得一提的是，热回路不一定是电流循环的物理回路。实际上，对于图1、图2和图3中突出显示的相应环路，对于形成热回路的红色和蓝色突出显示的组件和轨道，急剧的电流转换不会在同一方向上发生。
图1.属于在 CCM 中运行的热回路降压转换器的组件和轨道。
图2.属于在 CCM 中运行的热回路升压转换器的组件和轨道。
图3.属于热回路的元件和轨道——在 CCM 中工作的反相降压-升压。
对于在图3所示的CCM中工作的反相降压-升压，热回路由C公司、Q1 和 D1。与降压和升压拓扑的热回路相比，反相降压-升压的热回路包含位于输入侧和输出侧的元件。在这些元件中，当控制MOSFET导通时，二极管（如果使用同步MOSFET，则为体二极管）的反向恢复产生最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念来控制来自这两侧的辐射EMI，因此您最不希望的就是通过低估反相降压-升压在高输入和/或输出电压条件下所需的电感，通过过大的线圈电流纹波产生额外的辐射EMI。对于依靠对升压拓扑的熟悉来调整反相降压-升压电路电感的工程师来说，存在这种风险，正如我们现在通过比较两种拓扑所看到的那样。
高电压反相降压-升压的设计考虑因素
升压和反相降压-升压均可产生幅度高于输入电压的绝对输出电压。然而，两种拓扑之间存在相关差异，可以通过它们各自的占空比在CCM中突出显示，如公式1和公式2所示。请注意，这些是一阶近似值，未考虑肖特基二极管和功率MOSFET的压降等效应。
这些占空比随|变化的一阶近似V外|和 V在= 12 V绘制在图4的左侧。此外，假设在这两种情况下开关频率（f西 南部） 为 1 MHz，功率线圈的电感为 1 μH，线圈电流纹波随 V 的变化外在图4的右侧获得。
图4.占空比和线圈电流纹波与|的关系V外|在 V在= 12 V，用于反相降压-升压和升压。
我们在图4中观察到，反相降压-升压的占空比将在低得多的|超过50%V外|比升压：分别为 12 V 和 24 V。参考图5可以理解。
在升压的情况下，电感位于输入和输出之间的路径中。因此，电压通过功率电感（VL） 加起来为 V在提供所需的 V外.但是，对于反相降压-升压，VL是实现输出电压的唯一因素。在这种情况下，功率电感必须为输出提供更多的能量，这就解释了为什么占空比已经达到50%，而|V外|.
图5.线圈定位对获得的输出电压的影响。
我们可以重新表述这一观察结果，说明，作为比率|V外|/V在减小时，反相降压-升压的占空比下降速度要慢得多。这是设计过程中要考虑的一个重要因素，参考图6可以更好地理解其影响，其中重新绘制了占空比和线圈电流纹波的一阶近似值，但这次与V的关系。在.
图6.占空比和线圈电流纹波与 V 的关系在在|V外|= 48 V，用于反相降压-升压和升压。
如图6所示，线圈电流纹波（ΔIL）与VIN和D成正比。在升压的情况下，当VIN高于VOUT的一半时，占空比的下降速度快于VIN增加的速度，从VIN = 24 V时的50%下降到VIN = 42 V时的四分之一，如图6左图的蓝色曲线。因此，对于图6右图所示的升压，VIN高于24 V时，ΔIL会迅速下降。
然而，对于反相降压-升压，我们之前在图4中看到，当|V外|/V在减少或，换句话说，当 V在固定|的增加V外|.这可以从图6左图的绿色曲线中看到，其中占空比仅损失25%，当V时在从 62 V 增加到 5 V，增加了 48.78%。由于D的减少不能补偿V的增加在，线圈电流纹波随V显著增加在，如图 6 右图的绿色曲线所示。
总体而言，与升压相比，反相降压-升压在高压条件下可能面临的更高线圈电流纹波解释了为什么前一种拓扑在相同条件下工作时需要更高的线圈值西 南部.让我们在图 7 的帮助下在具体案例中使用这些知识，图 <> 也基于一阶近似。
图7.VOUT = –12 V 和 –150 V 时占空比和线圈电流纹波与 VIN 的关系，用于反相降压-升压。
具有宽输入电压范围和高输出电流的应用
假设VIN = 7 V至72 V，VOUT = –12 V（5 A时）的应用。考虑到高输出电流，我们选择同步控制器 （LTC3896） 来实现高效率。
选择电感
在 CCM 中工作 LTC3896 时，建议将 ΔIL 保持在 IOUT，MAX 的 30% 和 70% 之间，对于我们的示例，为 5 A。因此，我们希望在整个输入电压范围内设计1.5 A至3.5 A之间的ΔIL。此外，保持在IOUT，MAX的30%和70%之间的推荐范围内意味着我们只能承受输入电压范围内最高和最低电流纹波之间高达2.33的比率，即70%除以30%。对于拓扑（如反相降压-升压）来说，这不是一项微不足道的任务，如前所述，其中ΔIL随VIN而显着变化。
参考图7，当使用fSW = 1 MHz和L = 1 μH时，线圈电流纹波将在4.42 A和10.29 A之间变化，这太多了。为了将最低 ΔIL 定位到我们推荐的下限 1.5 A 或 IOUT，MAX 的 30%，我们需要将现有值 4.42 A 降低三倍。这可以通过在FREQ引脚上使用47.5 kΩ电阻将fSW设置为300 kHz并选择10 μH电感来实现。实际上，这会将ΔIL缩小（1 μH × 1 MHz）/（300 kHz×10 μH）= 1/3。
由于这种缩放，线圈电流纹波（ΔIL） 现在应该在大约 1.5 A 和 3.4 A 之间变化（在 I 的 30% 到 68% 之间）出，最大），在整个输入电压范围内，刚好在推荐范围内。我们获得了LTC3896数据手册最后一页提供的电路，如图8所示。
图8.LTC3896 电路，具有 V在= 7 V 至 72 V， V外–= –12 V 和 f西 南部= 300 kHz。
使用LTspice验证我们的电感选择
关于线圈电流纹波，通过仿真采用LTspice的同一LTC3896电路可以获得更准确的值，如图9所示。在图 10 中，ΔIL在 V 处分别等于约 1.45 A 和 3.5 A在= 7 V和72 V，这与之前借助图7提取的一阶近似值和f的缩放一致西 南部和L.请注意，图10中探测的线圈电流在流向R时被认为是正的意义.
LTspice仿真的另一个好处是确定工作期间面临的峰值线圈电流，该电流是在7 V的最低输入电压下获得的。如图10所示，我们的应用将面临接近15.4 A的峰值线圈电流。通过了解该值，可以选择具有足够高额定电流的功率电感器。
图9.LTC3896电路采用LTspice进行仿真。
图 10.测量 ΔIL在 V在= 7 V和72 V，并使用先前的LTspice电路提取峰值线圈电流。
采用更高输出电压进行设计
如果我们回到图7，还为V的假设情况提供了电流纹波值在范围为 12 V 至 40 V 和 A V外等于 –150 V。
第一个评论是，对于更高的V，电流纹波明显变高外当保持相同的 f 时西 南部和L.如此高的δiL通常是不可接受的，因此，与前面的例子相比，我们必须应用更高的缩小系数，这意味着相同的电感更高西 南部.
第二句话是指ΔI的变化L在整个输入电压范围内。对于前面的 V 示例外= –12 V， δiL从最低到最高纹波仅增加了约2.33，输入电压增加了十倍以上。对于本案，V外= –150 V， δiL从最低到最高电流纹波已经增加了 2.85，尽管输入电压从 3 V 到 33 V 仅增加了 12.40 倍。
幸运的是，这样的挑战只存在于CCM中。在非连续导通模式 （DCM） 下，IOUT（最大值）的 30% 至 70% 等限制不再适用。无论如何，在IOUT（MAX） = 5 A时将VIN = 12 V转换为VOUT = –150 V太费力了。在任何情况下，当需要这种电压转换时，输出电流要求通常较低，这意味着我们在DCM中工作。例如，LTC3863数据手册最后一页的电路就是这种情况，如图11所示。
由于 DC 电流较低，因此使用 LTC3863 等异步控制器足以在这些条件下提供可接受的效率。对于这种采用 DCM 的 LTC3863 设计，与 LTspice 一起提供的 LTC3863 电路是优化线圈选择的好工具。
图 11.具有 V 的 LTC3863 电路在= 12 V 至 40 V， V外- = –150 V 和 f西 南部= 320 kHz。
结论
反相降压-升压拓扑的热回路包括位于输入侧和输出侧的元件，使其布局比降压和升压拓扑更难实现。
虽然与升压有一些类比，但在类似的应用条件下，反相降压-升压面临更大的电流纹波，因为它的线圈构成了输出的唯一能量来源（如果我们忽略输出电容）。
对于具有高输入和/或输出电压的反相降压-升压应用，线圈电流纹波可能更高。为了控制它，与升压拓扑相比，使用更高的电感值。使用一个实际示例来演示如何根据应用条件快速调整电感。
审核编辑：郭婷
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