使用iso功率器件控制辐射发射的建议

MarkCantrell

我具有集成隔离电源（isoPower）的耦合器数字隔离器采用隔离式DC-DC转换器，可在高达700 MHz的频率下切换~300 mA的电流。 在这些高频下工作会引起对辐射发射和传导噪声的担忧。PCB布局和构造是控制包含 isoPower 组件的应用的辐射发射和噪声的非常重要的工具。本应用说明确定了辐射机制，并提供了应对这些机制的具体指导。®®

辐射发射有几种标准。在美国，联邦通信委员会（FCC）控制标准和测试方法。在欧洲，国际电工委员会（IEC）制定标准，CISPR测试方法用于评估排放。在这两个标准下，方法和通过/失败限制略有不同。虽然本应用笔记是参照CISPR标准编写的，但所有结果均适用于这两种标准。

通过适当的设计选择，iso功率器件可以轻松满足 CISPR A 类 （FCC A 类） 排放标准。在非屏蔽环境中，这些产品还可以满足 CISPR B 类和 FCC 第 15 部分、B 子部分、B 类（FCC B 类）标准。本应用笔记探讨了与PCB相关的EMI抑制技术，包括电路板布局和堆叠问题。本应用笔记中描述的技术、示例布局和测量高度依赖于PCB结构中的可用选项。需要 4 层 PCB 来实现评估的 EMI 控制技术.提供更多内部 PCB 层的可用性可在更小几何形状的 PCB 中降低相同的 EMI。就本应用笔记而言，设计和制造了4层板，其材料和结构完全符合行业标准。

控制信号电缆和机箱屏蔽技术的辐射超出了本应用笔记的范围。

.iso电源概述

表1所示的iso电源产品代表了隔离技术向前迈出的重要一步。ADI公司利用其在微变压器设计方面的经验，打造芯片级DC-DC电源转换器。这些电源转换器集成在ADI公司的信号隔离产品中。在 3.3 V 至 15 V 的输出电压范围内，可提供高达 <> 瓦的功率水平。 ISO电源用于为 i耦合器数据通道的次级侧供电，并为片外负载供电。

带线性稳压器的开环	开环，带初级侧 PWM 控制	高功率全反馈PWM控制	低功耗全反馈 PWM 控制
ADuM5240 ADuM5241 ADuM5242	ADuM5230 ADuM6132	ADuM5000 ADuM5200 ADuM5201 ADuM5202 ADuM5400 ADuM5401 ADuM5402 ADuM5403 ADuM5404 ADuM6000 ADuM6200 ADuM6201 ADuM6202 ADuM6400 ADuM6401 ADuM6402 ADuM6403 ADuM6404	ADuM5010 ADuM5210 ADuM5211 ADuM5212 ADuM6010 ADuM6210 ADuM6211 ADuM6212

由于ADI公司标准数据耦合器使用类似的磁性技术，因此EMI在纯数据耦合器和iso功率器件的数据通道中可能是一个问题。数据通道的辐射在AN-1109应用笔记“i耦合器器件中的辐射发射控制”中进行了讨论。

ADI公司使用多种电源架构来实现所需的设计目标，例如效率、小尺寸和高输出电压（见图1）。

图1..iso电源架构。

这些架构具有三个共同元件：变压器将电源耦合到i耦合器的次级侧，振荡器谐振电路，以最佳频率将电流切换到变压器以实现高效功率传输，以及整流器在次级侧重新创建直流电平。这些产品中使用了几种调节方法。

变压器的物理特性要求振荡器电路以180 MHz至300 MHz的速率开关进入变压器的电流。在整流过程中，次级侧的整流电路有效地使该频率加倍。

这些功能在开关电源中很常见;但是，工作频率比标准DC-DC转换器高三个数量级。转换器在30 MHz至1 GHz范围内工作时产生的噪声是辐射发射的问题。

辐射发射源

使用isoPower的PCB中有两种排放源：边缘辐射和输入到输出偶极子排放。

边缘排放

当意外电流遇到接地层和电源层的边缘时，就会发生边缘辐射。这些意外电流可能来自

高功率电流吸收器旁路不足产生的接地和电源噪声。

圆柱形辐射磁场来自电感通过穿透层在电路板层之间辐射出去，最终与电路板边缘相遇。

带状线图像 从太靠近电路板边缘的高频信号线传播的电荷电流。

当来自许多来源的差分噪声与电路板边缘相遇时，会产生边缘辐射（见图2），从平面到平面的空间泄漏并充当波导。

图2.来自边缘的边缘辐射与地面电源对相匹配。

在边边界，有两个限制条件。接地层和电源层的边缘对齐，如图2所示，或者一个边缘被拉回一定量，如图3所示。在第一种边缘排列的情况下，有一些反射回PCB中，并且有一些场从PCB传输出去。在第二种情况下，板的边缘形成类似于贴片天线边缘的结构。当边缘不匹配>20h时，其中h是平面到平面间距，磁场非常有效地耦合出PCB，导致非常高的发射。这两种限制情况对于讨论PCB的边缘处理非常重要。

图3.来自边缘不匹配电源接地对的边缘辐射。

输入至输出偶极子发射

输入至输出偶极子辐射是通过驱动电流源穿过接地层之间的间隙而产生的。这是 iso电源应用中辐射的主要机制。隔离电源本质上是驱动能量穿过接地层的间隙。与功率信号相关的高频图像电荷无法越过边界会导致间隙上的差分信号驱动偶极子。在许多情况下，这是一个非常大的偶极子，如图4所示。类似的机制会导致高频信号线在穿过接地层和电源层的分路时辐射。这种类型的辐射主要垂直于地平面的间隙。

图4.输入和输出之间的偶极子辐射。

ADuM5400、ADuM5401、ADuM5402、ADuM5403和ADuM5404器件是产生和降低排放所涉及的问题的良好示例。这些器件中的振荡器谐振电路运行频率约为 180 MHz。它可以在次级侧引脚的控制下将其输出调节至5 V或3.3 V。输入电压范围为3 V至5 V。最高功率工作模式为5 V输入和5 V输出，是本应用笔记中介绍的主要配置。

在满100 mA输出负载下工作时，平均输入电流约为290 mA。这意味着在180 MHz的开关速率下，谐振电路中的峰值电流约为该值的两倍。

该元件的旁路电容应该在本地提供这种高频电流。对于旁路电容器来说，这是很大的电流。电容器必须提供较大的电荷储备。同时，电容器必须在180 MHz时具有非常低的串联电阻。即使引脚附近有多个低ESR电容，电感受限旁路也允许电压瞬变，并将噪声注入到接地和电源层。

功率传输到输出侧，在那里整流为直流。整流过程使储罐频率加倍，达到 360 MHz。输入到输出的发射在整流频率和罐频率，以及一些更高的谐波。图5显示了在带有近场探头的2层评估板上收集的最差情况数据。

图5.2层板的近场发射的FFT。

如图 5 所示，具有近场辐射且没有机箱屏蔽的电路板在 30 MHz 峰值时将比 FCC B 类辐射标准低约 360 dB。

传导噪声源

大电流和大频率也会在接地层和电源层上产生传导噪声。这个问题与辐射发射一起解决，因为两种类型的EMI的原因和补救措施都是通过相同的PCB接地和电源结构解决的。

旁路电容器和接地/电源层无法为 iso电源 DC-DC 转换器提供足够的高频电流导致 VDD噪声。DC-DC转换器以2.5 ns脉冲突发切换电源，幅度为~700 mA。

几微法拉的理想旁路电容器应足以提供电流的交流分量。实际的旁路电容器并不理想，它们通过电感过孔连接到一个或更可能的电源层。此外，接地层和电源层之间的距离较大，它们之间会产生较大的电感，从而限制了它们快速提供电流的能力。这些因素导致V上高频噪声的很大一部分DD飞机。

电磁干扰抑制技术

设计人员可以使用许多缓解技术。本节介绍了几种直接适用于 iso电源器件的技术。要使设计通过FCC/CISPR辐射水平，必须选择如何积极解决EMI取决于设计的要求以及成本和性能权衡。最容易实现的辐射EMI抑制技术是将PCB放置在接地机箱中，滤波元件可限制电缆屏蔽层上逸出的噪声。虽然本应用笔记没有介绍此选项，但请注意，如果PCB相关技术不切实际，这种方法仍然可用。

EMI抑制实践依赖于具有相对连续的接地层和电源层，以及指定它们在堆叠中的相对位置和距离的能力。这决定了平面的最小总数为三个：接地、电源和信号平面。

出于电路板制造中的实际考虑，4层电路板是最小的堆叠。更多的层是可以接受的，可以用来大大提高推荐技术的有效性。以下技术可有效降低EMI辐射和板载噪声：

输入至输出接地层旁路电容

功率控制

边缘防护

平面间电容旁路

准备了具有测试结构的电路板，以利用ADuM5400、ADuM5401、ADuM5402、ADuM5403和ADuM5404评估每种EMI抑制技术。每个板的布局尽可能少地变化，以便对结果进行有意义的比较。测试在屏蔽室的EMI测试设施中进行。正如预期的那样，在EMI测试期间，确定槽频率（180 MHz）的发射主要在电路板平面上，这表明辐射的主要机制来自PCB边缘。整流发射（360 MHz）主要垂直于电路板中的隔离间隙，表明输入到输出偶极子辐射。

输入到输出拼接

当电流沿着PCB走线流动时，镜像电荷沿着走线下方的接地层流过。如果走线穿过接地层中的间隙，则镜像电荷无法跟随。这会在PCB中产生差分电流和电压，导致辐射和传导发射。解决方案是为图像电荷提供一条路径，使其跟随信号。标准做法是在接地层的分路信号附近放置一个旁路电容（参见参考部分的Archambeault和Drewniak的实际EMI控制的PCB设计）。同样的技术可以最大限度地减少由于isoPower的操作而导致的接地层之间的辐射。

至少有三个选项可以形成旁路电容。

• 横跨屏障的安全额定电容器。
• 一个浮动的金属平面，跨越内层隔离侧和非隔离侧之间的间隙，如图 6 所示。
• 将内层的接地层和电源层延伸到PCB的隔离间隙中，形成电容，如图7所示。

图7.重叠平面拼接电容。

这些备选办法中的每一个在有效性和需要实施的领域方面都有其优点和缺点。

安全额定电容器

旁路电容可以通过在屏障两端使用简单的陶瓷电容器来实现。具有保证爬电距离、电气间隙和耐压的电容器可以从许多主要的电容器制造商处获得，例如村田制作所、约翰森、日野和Vishay。安全额定电容器根据其预期用途提供多种等级。Y2 等级用于有触电危险的线对地应用，是安全额定应用中拼接电容器的推荐安全电容器类型。这种类型的电容器有表面贴装和径向引线盘版本。

由于安全电容器是分立元件，因此必须通过焊盘或通孔连接到PCB。这在电容器固有电感之上增加了电容器的电感。它还使旁路电容局部化，要求电流流向电容，这会产生不对称的图像电荷路径并增加噪声。这些因素将分立电容器的有效性限制在低于约200 MHz的频率。

拼接电容内置于PCB中

PCB本身可以设计为以多种方式创建旁路电容结构。当PCB中的两个平面重叠时，形成电容器。在这种类型的电容器中，形成的平行板电容器的电感极低，并且电容分布在大面积上。

这些结构必须构建在PCB的内层上。表面层具有最小的爬电距离和间隙要求;因此，将表面层用于这种类型的结构是不切实际的。这至少需要四层板。

一个不错的选择是在电路板的内层使用浮动金属结构在初级和次级电源层之间架桥。请注意，在下文中，专用于接地或电源的平面称为参考平面，因为从交流噪声的角度来看，它们的行为相同，并且可以互换用于拼接电容。

浮动电容结构

浮动旁路电容的示例如图6所示。参考平面以蓝色和绿色显示，浮动耦合平面以黄色显示。该结构的电容产生两个电容区域（用阴影显示），由结构的非重叠部分连接。为了确保为结构区域产生最佳电容，初级侧和次级侧的重叠区域应相等。

图6中结构的容性耦合由平行板电容器的以下基本关系计算得出：

其中：
C为总旁路电容。
AX是每个参考平面的拼接电容的重叠面积。
d是PCB中绝缘层的厚度（见图6）。
ε0是自由空间的介电常数，8.854 × 10−12F/m.
εr是PCB绝缘材料的相对介电常数，FR4约为5.4。

其中w1,w2、d 和 l 是浮动平面以及主参考平面和次参考平面重叠部分的尺寸，如图 6 所示。

如果w1 = w2，方程简化为

这种结构在实际应用中各有优缺点。主要优点是有两个隔离间隙，一个在初级，一个在次级。这些间隙称为胶结接头， 其中 FR4 层之间的粘合提供了隔离.还有两条通过PCB材料厚度的顺序路径.在某些隔离标准下创建强化隔离栅时，这些间隙和厚度的存在是有利的。这种结构的缺点是电容形成在有源电路区域下，因此可能存在穿过间隙的贯穿和走线。公式2还表明，与简单的平行板电容器相比，形成的单位面积产生的电容效率只有其一半。

这种架构最适合具有较大电路板面积或需要加强绝缘的应用。

间隙重叠拼接

实现良好旁路电容的一种简单方法是将参考平面从初级侧和次级侧延伸到PCB表面用于爬电的区域。

图7中结构的容性耦合由平行板电容器的以下基本关系计算得出：

其中：
C为总旁路电容。
d是PCB中绝缘层的厚度，
ε0是自由空间的介电常数，8.854 × 10−12 F/m。
εr是PCB绝缘材料的相对介电常数，FR4约为5.4。

其中 w、d 和 l 是主参考平面和次参考平面重叠部分的尺寸，如图 7 所示。

这种结构的主要优点是电容在隔离器下方的间隙中产生，出于爬电距离和间隙原因，顶层和底层必须保持透明。在大多数设计中，该电路板区域根本没有利用。产生的单位面积电容效率也是浮动平面的两倍。

这种架构在主参考平面和次参考平面之间只有一个胶合接头和一层FR4。它非常适合只需要基本绝缘的小型电路板。

边缘防护

到达电路板边缘的电源和接地层上的噪声可能会辐射，如图2和图3所示。如果边缘用屏蔽结构处理，噪声会反射回平面间空间（参见参考部分中的Archambeault和Drewniak）。这会增加平面上的电压噪声，但会减少边缘辐射。在PCB上进行固体导电边缘处理是可能的，但该过程很昂贵。一种效果良好的较便宜的解决方案是用通孔连接在一起的保护环结构处理电路板的边缘。典型 8 层板的结构如图 4 所示。图9显示了如何在电路板初级侧的电源层和接地层上实现这种结构。

图9.通过围栏和保护环，显示在主电源层上。

创建边缘防护有两个目标。第一种是将过孔的圆柱形发射反射回平面间空间，不允许其从边缘逸出。第二种是屏蔽由于噪声或大电流而在内部平面上流动的任何边缘电流。

如果没有广泛的建模，很难确定用于创建边缘保护的过孔间距。ADI公司的测试板使用4 mm的过孔间距作为评估板。该间距足够小，可以为小于18 GHz的信号提供衰减，并且符合其他来源的一般指导。所需的过孔数量是合理的。没有对通孔密度进行进一步调查。

平面间电容旁路

平面间电容旁路是一种旨在通过改善高频旁路完整性来减少电路板传导和辐射发射的技术。这有两个有益的效果。首先，它减少了高频噪声在接地和电源层对中传播的距离。其次，它通过提供在200 MHz和1 GHz之间有效的旁路电容来降低注入电源接地层的初始噪声（参见参考部分中的Archambeault和Drewniak）。电源和接地降噪为iso功率器件附近的噪声敏感组件提供了更好的工作环境。传导辐射的减少与功率和地面噪声的降低成正比。辐射发射的减少不如缝合或边缘保护技术实现的显着减少;但是，它显着改善了电路板的电源环境。

EMI测试板使用的堆叠是信号-接地-电源-信号，如图10所示。薄芯层用于电源层和接地层。这些紧密耦合的平面提供层间电容层，补充器件正常工作所需的旁路电容。

图 10.用于平面间电容的PCB堆叠。

除了接地层和电源层外，还可以通过交替接地和电源填充来填充信号层来进一步增加电容。图10中的顶层和底层标有信号/电源和信号/接地，以说明这些特定层上的填充。这还有一个额外的好处，那就是为在通孔围栏结构边缘泄漏的EMI创建额外的屏蔽，使其保持在PCB中。在进行接地和电力填充时必须小心。这些填充必须绑回整个参考平面，因为浮动填充可以充当贴片天线并辐射而不是屏蔽。一些建议的填充做法包括

填充应沿边缘连接到适当的参考平面，每 10 mm 通孔一次。

应去除填充物的细手指。

如果填充具有不规则形状，请将过孔放在形状的最边缘

平面间电容的有效性如图12所示。图中显示了PWM控制ADuM5000等器件或该系列类似器件中初级侧振荡器所产生的噪声（有关器件列表，请参见表1）。顶部是V上的噪音电子数据处理在 2 层板中生成的引脚。中间部分显示了接地层和电源层相隔 24 mil 的 PCB 的实质性改进。最后，在下部窗格中，间隔为4 mil的紧密间隔的接地和电源层显示出远小于电源纹波的噪声。

图 11.填充功能。

图 12.VDD各种堆叠选项的电压噪声。

功率降低

在具有有源反馈架构的iso功率器件中，可以通过尽可能长时间地保持油箱电路关闭来减少排放。在轻负载下运行iso电源可以为表1中列出的器件实现这一点。负载减少被证明是影响排放水平的一个非常重要的因素。

工作电压

工作电压是使用 isoPower 进行设计时要选择的最后一个参数。它不像简单地选择低功耗或低电压工作条件那么简单。如图13所示，180 MHZ时的辐射与PWM调节信号的占空比密切相关，并且在很大程度上与工作电压无关。PWM 占空比控制振振主动切换的时间比例。这意味着谐振电路产生的噪声（180 MHz峰值）与平均电流不成正比。

图 13.180 MHz 谐振电路频率与 PWM 占空比的关系。

360 MHz 时的辐射与平均负载电流成正比。在实际应用中，这意味着从EMI的角度来看，选择在3.3 V还是5 V下工作更好取决于需要控制的峰值和所需的负载电流。有关更多信息，请参见本应用笔记的工作负载和电压依赖性部分。

推荐的设计实践

请考虑以下一般设计实践，以最大程度地减少PCB上的EMI问题。这些方法不会在PCB中引入任何需要认证审查的额外隔离边界。

使用至少四层的堆叠。

尽可能紧密地隔开电源层和接地层，以优化旁路。

电源路径中的所有过孔都应尽可能大。小过孔具有高电感并产生噪声。使用多个小过孔在降低过孔电感方面不如单个大通孔有效，因为即使存在多个路径，大部分电流也会通过最近的过孔。

要非常小心地针对单个参考平面布线信号线。保持图像电荷路径至关重要，这样图像电荷就不必通过迂回路线行进，从而在另一个平面上与原始信号相遇。

不要在靠近PCB边缘的高速线路布线。

路由数据或断电板，尤其是通过电缆，可能会引入额外的辐射问题。馈通滤波电容器或类似的滤波结构可用于最大限度地减少电缆辐射。

满足隔离标准

本应用笔记中描述的技术不影响电路板隔离，但通过旁路电容的输入至输出耦合除外。当使用安全电容器进行拼接时，电容器具有额定工作电压和瞬态电压，以及指定的爬电距离和电气间隙。从认证的角度来看，这使得安全电容器相对容易处理。然而，它作为EMI抑制元件的性能是有限的。

PCB旁路电容， 就其性质而言， 当导体尽可能靠近彼此时，最有效.为了从这些元件中获得最大性能，有必要将内部间距要求尽可能接近极限，同时保持安全性。不同的标准可以有完全不同的PCB结构方法，必须应用适用的标准.

认证机构对待多层PCB的表层与内层不同.表面具有爬电距离和间隙要求，这些要求由空气电离和沿脏表面的击穿驱动。内层被视为固体绝缘或固体绝缘之间的永久胶合接头。

图 14.PCB 设计中的临界距离。

在PCB绝缘中，对于认证机构来说，重要的是材料具有足够的介电击穿以通过瞬态测试要求，并且它们的构造方式使绝缘不会随着时间的推移而击穿。表2将四种标准与在PCB内部制造基本或加强绝缘屏障所需的标准进行了比较。

绝缘类型	IEC 60950		IEC 61010 第 2 版		IEC 61010 第 3 版		IEC 60601
	通层绝缘 （2.10.6.4）	沿胶结接头（2.10.6.3）	通层绝缘（6.7.2.2.3）	沿胶结接头（6.7.2.2.3）	通层绝缘 （6.7）	沿胶结接头 （6.7）	胶合和固体绝缘
功能性绝缘	无要求	无要求	无要求	无要求	最小 0.4 毫米	最小 0.4 毫米	通过测试验证
基本绝缘	无要求	无要求	无要求	无要求	最小 0.4 毫米	最小 0.4 毫米	通过测试验证
补充/增强绝缘	最小 0.4 mm 或多层绝缘层，预固化	最小 0.4 毫米 （2.10.5.2）	无要求	无要求	最小 0.4 mm 或多层绝缘层，预固化	最小 0.4 毫米	通过测试验证

在印刷电路板中的基本绝缘的情况下， 没有通过绝缘距离的最低规格.因此，设计人员在电路板布局方面具有很大的灵活性。FR4 等材料必须足够厚，以承受产品使用寿命内所需的过电压。

增强绝缘需要沿粘合表面的最小距离为 0.4 mm（约 16 mil），例如内部 PCB 层上铜结构之间的间隙，或者在大多数情况下直接穿过层与层之间的绝缘。此外， 除非在有源结构之间使用多层绝缘，否则电路板可能存在型式测试要求.虽然这一要求需要仔细的电路板设计，并且可能超过四层，但如果在设计开始时考虑到它不应该是繁琐的。

隔离栅两端的容性耦合允许交流泄漏和瞬变从一个接地层耦合到另一个接地层。虽然300 pF看起来很小，但高电压、高速瞬变可以通过该电容在栅上注入大量电流。如果应用程序要受这些环境的影响，请考虑这一点。

评估 PCB 结构的 EMI

选择PCB结构和技术的组合可以实现所需的系统辐射EMI目标。辐射发射有两套标准，一套来自美国联邦通信委员会（FCC），另一套来自IEC的一个特别委员会国际扰动无线电电技术委员会（CISPR）。

在本应用笔记中，CISPR22辐射标准用于评估PCB结果。图 15 显示了 FCC 和 CISPR 水平之间的关系。在大多数频谱中，CISPR水平比FCC水平更保守，并且由于国际市场的许多产品必须同时满足这两个标准，因此本应用笔记仅引用CISPR通过限制。如果需要分析所需的相关 FCC 级别，请参阅图 15。

图 15.FCC 和 CISPR 限制校正为 10 m 天线距离。

通过创建一组具有不同旁路电容、边缘保护和尺寸组合的评估板，验证了EMI抑制技术的有效性。这些实验的对照是 4 层 PCB，内部接地和电源层由 4 mil 的 FR4 隔开。这在边界的每一侧都提供了大量的平面间电容，没有边沿保护，也没有旁路电容，如图16所示。测试在 3 米屏幕房间的 EMI 设施中进行。目标是查看广泛的排放范围，而不是关注单个峰值。该测试的峰值与10米远场结果的结果密切相关。

图 16.控制板。

参考图15，这些频率下的发射必须在30 MHz时低于180 dBμV/m，在37 MHz时必须低于360 dBμV/m，归一化为10 m天线距离，才能达到B类辐射水平。控制板的配置被认为是隔离应用的标准PCB布局。5 V工作条件和满载下的辐射是辐射发射的最坏情况。图 17 显示了为控制板收集的设施数据。需要注意的特征是180 MHz的储罐频率峰值和360 MHz的整流频率。当施加EMI抑制时，较高频率的谐波通常会消失。

图 17.控制板在 5 V 和 90% 负载时的辐射。

表3显示，该板的辐射很大，对于32 MHz峰值，必须降低360 dB，对于36 MHz峰值必须降低180 dB，才能使其符合CISPR B类。

要求	180兆赫	360兆赫
2层PCB辐射 B级限制	62分贝 30分贝	73分贝 37分贝
所需的电磁干扰降低	32分贝	36分贝

在旁路电容结果和边缘保护结果部分中，所提供的数据归一化为无旁路电容的5 V/5 V 90%负载条件，因此可以直接从应用板的基线操作中减去图20、图22、图23和表4中的值。

主板类型	180兆赫	360兆赫
边缘防护罩	−11 dBμV/m	−4.5 dBμV/m

拼接电容结果

增加旁路电容已被证明是减少整个频谱辐射的最有效方法。当它具有非常低的电感并且分布在整个屏障长度上时，它是最有效的。实现一定水平的拼接电容的最佳几何形状取决于可用空间和控制设计的法规要求。在本次评估中，采用了间隙重叠电容，因为它会产生较大的电容，并使用通常清除所有走线和元件的PCB部分。还有其他几个选项可用，集成技术部分对此进行了介绍。

图18显示了PCB布局，其中勾勒出内部平面。该板建立在 4 mil 内核上，电源和接地层从两侧延伸至中间重叠。重叠为 l = 114 mm x w = 6.5 mm，间距为 d = 0.1 mm。 应用公式4，旁路电容为300 pF。另外制造了一个长度较短的PCB，以产生150 pF的旁路电容。修改后还允许进行75 pF电容测量。

图 18.重叠旁路电容。

示例数据集如图 19 所示。在预期频率下可以清楚地看到峰值。两条曲线表示无旁路电容的控制板和300 pF重叠旁路电容配置。根据峰值的不同，由于旁路电容，发射会大幅下降25 dB至30 dB。峰值随负载和电压而变化，但降低与工作电压和负载电流无关。

图 19.300 pF旁路电容对负载10%的ADuM5400或类似器件辐射的影响。

图20总结了作为旁路电容函数的辐射。请注意，曲线的形状取决于发射峰值的频率范围。在电容大于200 pF之前，较低频率的辐射（<150 MHz）仅略有降低。较高频率的发射（>200 MHz）在低于150 pF时减少的大部分频率。

图 20.在5%负载下，5 V/10 V工作时，通过拼接电容降低辐射。

曲线形状的差异似乎主要与电容耦合中的电感和达到最佳结果所需的电容量有关。在360 MHz时，低电感旁路已将输入和输出平面与150 pF充分耦合。180 MHz辐射主要来自输入层，需要更多的大容量电容来减少辐射。这使得一些选项可用;由于大多数分量电容器在200 MHz以下作为旁路仍然非常有效，因此旁路电容可以由基于PCB的低电感旁路和分立元件电容器的组合制成，以增加总电容。集成技术部分检查了几个选项示例。

曲线的形状表明，当由于可用的电路板空间而限制旁路电容量时，必须采取其他措施来减少低频辐射，例如增加元件电容或边缘保护。

边缘防护结果

在iso电源系统中，大部分电流在初级侧接地和电源层以及将它们连接到有源引脚的过孔中流动。这导致大部分边缘辐射发生在初级侧。边沿保护在应用于转换器初级侧的平面时最为有效。图 21 说明了如何向测试车辆添加边缘防护。

图 21.重叠旁路电容、边缘保护和接地/电源填充。

两侧都安装了防护装置，但在辅助平面上效果较差。除参考层（见图8和图9）外，每层都应用保护环，每4 mm通过通孔连接在一起的层。 在i耦合器附近有几种围栏选择。如果间距很紧，则可以在设备下的所有层上中断围栏，如图21所示。保护环也只能在顶层和底层中断，并且可以在内层继续。边缘围栏的中断越多，EMI泄漏的可能性就越大。

在某些系统隔离要求中，沿胶结接头可能需要很长的距离，直至整个表面爬电距离。在这些情况下，缝合和边缘保护仍然是可能的，甚至更可取。如果需要较长的内部PCB爬电距离，在许多情况下，旁路电容结构看起来与图3所示的失调边缘情况非常相似，后者可以成为高效的散热器。对偏移边沿使用边沿保护的示例如图 27 所示。

边缘保护板的结果如表4所示。由于大部分边沿辐射是由较大的初级侧电流在初级侧产生的，因此在180 MHz峰值（通常约为−11 dBμV/m）处降低幅度最大。360 MHz峰值的结果不到一半。

工作负载和电压依赖性

排放与振缸振荡器开启的时间长短直接相关。图22和图23显示了储罐频率和整流频率的排放如何随负载变化。在较高负载下，辐射与电流几乎成线性关系。在非常轻的负载下，排放会显着下降，而油箱电路可能无法完全打开。在轻负载和低输出电压下，可以将罐和整流排放降低 20 dB 以上。

图 22.180 MHz 时的辐射与负载电流的关系。

图 23.360 MHz 时的辐射与负载电流的关系。

由于储罐占空比与不同电压下的负载电流的关系，在180 mA和60.3 V负载下工作时，3 MHz辐射包含的能量与在100 mA和5 V下工作的能量一样多（见图22）。但是，在5 V下传输的功率是其两倍以上。

当图360中检查23 MHz行为时，它的行为更符合预期，3.3 V辐射几乎在整个工作范围内较低。在低负载条件下以3.3 V电压运行具有显著优势。

当比较不同电压下的180 MHz和360 MHz响应时，这些结果表明，在3.3 V和低负载下工作时，在180 MHz时只有很小的损失，而在360 MHz时有好处。如果有高负载电流，最好在5 V下运行。

平面间电容式

在这些设计中使用平面间电容对辐射的影响很小，但对电源噪声有显著影响。用于拼接电容的相同层也在势垒的每一侧产生平面间电容。为旁路电容产生良好耦合的相同特性也使面间电容良好，即薄层和连续平面。

图21所示的电路板在信号层的未使用部分实现了交替接地和电源填充。这会增加层间电容，对隔离没有影响。填充岛以每 10 mm 的通孔连接到各自的平面，并且布局小心以避免填充手指或孤立的岛。

在高层数板中使用信号层还可以通过多层的交叉计算来增加旁路电容（有关更多信息，请参阅积分技术部分）。

整合技术

确定应将本应用说明中描述的哪些方法结合使用以实现排放目标，需要进行预期的基线排放测量。如果没有其他估计值，则可以使用控制板的行为。许多选项对成本或面积的影响不大，可以在任何多层PCB上实现。选择PCB布局和应用技术以最小化EMI的过程如图24所示。这会将该过程分为三类：不影响隔离的项目、具有隔离影响的项目，最后是系统级方法，例如屏蔽。

图 24.选择 EMI 缓解选项。

为了说明这一过程，我们审查了两个例子，它们涵盖了该过程的大多数方面。首先，创建两种类型的应用板。

平均电流为 60 mA 的 PCB，必须满足基本绝缘要求

提供小于 10 mA 电流但能够加强绝缘的 PCB

控制板用作基线。其满载时的排放量与CISPR B类限值一起显示在表3中。

示例 1 - 基本绝缘板

对于第一个布局示例，假设60 mA负载是应用所需的最大负载。这无需任何设计工作即可将排放量减少几分贝。但是，由于从isoPower的角度来看，这仍然是一个相对较重的电流应用，因此建议对初级侧进行边缘保护。边沿保护可将180 MHz峰值降低10 dB，并在一定程度上降低360 MHz峰值。此外，对于大功率要求，选择5 V/5 V工作条件可实现最低的辐射（见图22）。如果应用PCB上连接了敏感的vwin 电路或长电缆，则应考虑优化平面间电容，但这是可选的。

使用已经使用的方法，发射已从基线降低到11 dB至15 dB，但要获得B类所需的32 dB和36 dB降低，必须采用旁路电容。由于这不是医疗应用，因此用户可以灵活地添加交叉势垒电容。只需要基本的绝缘;因此，最小尺寸的旁路电容是单重叠选项。将迄今为止的降低相加，在15 MHz峰值中产生180 dB，在11 MHz峰值中产生360 dB。这使得较低频率的17 dB和较高频率的21 dB需要获得。如图20所示，实现140 MHz峰值的目标需要360 pF的旁路，但要使250 MHz峰值达到所需电平，则需要180 pF的路边运算。使用公式4，假设电介质为4 mil，重叠为8 mm，则需要77 mm长的电容结构才能产生250 pF电容。

表5总结了在边缘保护功能为250 pF的旁路电容和60 V时5 mA电流下实现的降低。电容式引脚如图25所示。请注意，对于4层板，必须在顶层和底层观察完整的PCB爬电距离，但内层的间距可以小得多。

参数	价值	相对变化
		180 MHz 峰值	360 MHz 峰值
功率级 边缘保护 缝合	60 V 时为 5 mA 不适用 250 pF	−4 dBμV/m −11 dBμV/m −17 dBμV/m	−7 dBμV/m −4 dBμV/m −27 dBμV/m
总		−32 dBμV/m	−38 dBμV/m

图 25.基本绝缘单重叠旁路电容器。

如果重叠长度为 77 mm，则此设计可能是可以接受的。如果空间非常宝贵，则图 26 中显示了另一个选项。由于360 MHz峰值所需的电容小于180 MHz时所需的电容，因此设计140 pF旁路电容的PCB，并辅以安全额定电容。这将旁路电容的长度减少到44 mm，并增加了一个160 pF的安全电容。

图 26.使用安全电容器增强拼接。

最后，图27显示了带有边缘防护装置的基本绝缘结构。请注意，用于边缘保护的接地层也用于旁路电容。这避免了20h贴片天线效应。

图 27.在基本电容式缝合中增加了边缘保护。

在不占用大PCB空间的情况下增加电容的另一种技术是使用指叉旁路电容，如图28所示。由于重叠的额外层通过过孔连接到主平面，因此额外的层比主重叠更具电感性。这通常不是问题，因为较低频率的峰值需要最大的电容，并且可以容忍更多的电感。如前所述，当使用边缘防护时，最好使用边缘防护接地层进行耦合。

图 28.不同的方法交错旁路电容，以最大化耦合。

示例 2—增强绝缘板

第二块板需要加强绝缘。边缘防护的分析保持不变。由于电流电平较低，360 MHz峰值的优势在于以3.3 V/3.3 V供电（见图23）。

如果本例的标准允许采用2层增强结构，则可以如图29所示构造一个旁路电容。执行与上一个示例类似的计算，最小旁路电容为210 pF。由于增强应用中的浮动针迹使用的面积是单个重叠的两倍，因此导致电容器非常大（参见公式2）。

图 29.最小增强绝缘，浮动拼接电容器。

在实施例1中，使用安全电容器来补充低频的旁路，从而可以减少PCB旁路电容。在这种情况下也可以这样做，但高压安全电容器相对昂贵，并且可能存在监管限制;因此，不希望使用安全电容器。但是，安全性和尺寸都有替代方案。

如果有更多层可用，则可以构建安全额定的旁路电容，如图30所示。这种结构在有源输入和输出结构之间放置至少四层PCB材料。对于大多数机构来说，无需测试或认证即可接受。电容的计算可能很复杂，因为可以耦合到几层，但间距也更大。通常， 这种高度增强的PCB具有最大的面积要求.

图 30.增强绝缘，浮动拼接电容器。

其他布局注意事项

在前面的示例中，电路板在初级平面和次级平面之间的内部距离较小，以最大化耦合并最大限度地减少辐射。设计指南适用于远离PCB边缘的控制良好的区域。但是，必须小心电路板的边缘，以保持边缘与现场相同的鲁棒性水平。必须解决的两个击穿特性是空气的相对较低的击穿和金属角或点处电场的增强。暴露在PCB边缘甚至靠近PCB边缘的平面可以提供击穿路径。

板被制造成大片，然后切割或划线并卡入单个板。切割操作可能不准确或导致 FR4 材料开裂和磨损。如果紧密间隔的内层靠近电路板边缘， 它们可能会因FR4的不准确切割或微观开裂而暴露在低击穿空气中.这会产生问题，特别是如果输入层和输出层之间的间隙终止在PCB边缘的尖角处，这会增强电场并成为最有可能发生电弧的位置。

强烈建议将内平面的内角斜面，使其具有与PCB边缘相交的顶层的完整爬电距离。

图 31 显示了内部平面与电路板边缘相交的良好布局。上图显示了PCB领域中紧密间隔的两个平面。间隙顶部和底部附近的拐角紧密间隔，并一直延伸到PCB的边缘。由于此时PCB完整性可能较低，或者PCB切片过程甚至可能暴露平面，因此这是高压击穿的主要位置。

图 31.与PCB边缘相遇的封闭平面设计。

图 31 中的下图显示了圆角（为强调而夸大）或斜角以及将平面的重叠部分从边缘拉回如何防止这成为隔离设计中的弱点。它消除了尖角，并将其中一个平面的边缘向后移动足够远，以确保边缘附近存在足够的高完整性PCB材料。

结论

本应用笔记中概述的每种方法都针对特定的辐射源，并且可以与描述的其他技术结合使用，以实现相关辐射的预期减少。测试板通过使用平面间拼接电容器和边缘围栏，可轻松满足 CISPR 或 FCC B 类标准，无需外部屏蔽。此外，在接地层和电源层中使用平面间去耦电容可为精密测量应用提供非常安静的环境。

虽然本应用笔记依赖于在ADuM5400或类似器件上收集的数据，但这些技术适用于整个ISO电力线。所有iso电源产品都包含类似的油箱和整流电路。最大的电流流过设备的初级侧，导致这些设备从辐射发射的角度来看以类似的方式运行。

在需要低交流泄漏的情况下，例如在某些医疗应用中，旁路电容可能不是一个可行的解决方案。在这些应用中，接地金属机箱外壳可能是最大限度地减少排放的最实用解决方案。

审核编辑：郭婷