MAX16833高压高亮度LED驱动器的拓扑结构和设计过程

本应用笔记详细介绍了MAX16833高压高亮度LED驱动器的分步设计过程。这个过程可以加快原型制作速度，并增加一次性成功的机会。给出了一个典型的设计方案，以及基于设计约束的计算示例。讨论了组件选择的权衡。包括一个电子表格计算器 （XLS），以帮助计算外部组件值。本应用笔记重点介绍降压-升压转换器拓扑结构。但是，只要理解基本方程，相同的过程就可以应用于其他拓扑。

介绍

本应用笔记是系列笔记中的第二篇，详细介绍了MAX16833高压高亮度LED驱动器的分步设计过程，以加快原型设计速度，增加一次通过成功的机会。MAX16833为峰值电流模式控制的LED驱动器，能够以几种不同的架构驱动LED串：升压、降压-升压、SEPIC、反激式和高边降压拓扑。本应用笔记第1部分重点介绍降压-升压拓扑。

MAX16833具有多种特性：调光驱动器设计用于驱动外部p沟道MOSFET，极快的PWM电流切换至LED，无瞬态过压或欠压，vwin 调光，100kHz至1MHz之间的可编程开关频率，以及用于频率抖动的斜坡输出或电压基准，用于精确设置LED电流，只需很少的外部元件。

对于第 2 部分中的设计示例，以 4A 的恒定电流驱动 1 个 LED 串。假设每个LED的典型正向压降为3V，动态电阻为0.2Ω。还假设LED驱动器电路直接由汽车电池供电，其典型电压为12V，但可以在6V至16V之间变化。由于LED灯串电压在输入电压范围内，因此选择降压-升压配置。

图1.典型工作电路。

电感器选择（降压-升压）

为了选择合适的电感值，必须首先计算最大占空比：

（公式1）

其中VLED是以伏特为单位的LED串的正向电压，VD是整流二极管的正向压降（约0.6V），VIMIN是以伏特为单位的最小输入电源电压，VFET是以伏特为单位的开关MOSFET导通时的平均漏源电压（最初假设为0.2V）。

最大占空比和LED电流决定了平均电感电流。

（公式2）

峰值电感电流定义如下：

（公式3）

其中 ΔIL是以安培为单位的峰峰值电感电流纹波。

最后，可以计算出最小电感值：

（公式4）

下面是基于引言中概述的设计问题的数值示例。选择电感电流纹波为50%。较低的纹波电流需要更大（通常更昂贵）的电感。更高的纹波电流需要更多的斜率补偿和更大的输入电容。

	（公式5）
	（公式6）
	（公式7）
	（公式8）

确定最小电感值后，必须选择接近L的实际电感值最低尽可能不下水。使用所选电感值重新计算峰值电感电流和纹波。这些数字对于以后的其他计算是必需的。

L实际= 8.2μH	（公式9）
	（公式10）
	（公式11）

确保所选电感的额定电流高于ILP.通常，电感峰值电流使用20%裕量。

开关场效应管选择

选择额定承受最大输出电压的开关 MOSFET。

VDS = (VLED + VINMAX + VD) × 1.2

（公式12）

保证金包括系数 1.2。

开关 MOSFET 的额定值也必须能够处理最大RMS电流。

（公式13）

我在哪里数字版权管理系统是开关 MOSFET 的漏极有效值电流，单位为安培。

整流二极管选择

整流二极管可能是导致整体功率损耗的主要原因。选择具有低正向压降的肖特基二极管，该二极管的额定值可处理平均LED电流。

ID = ILAVG × (1 -DMAX) × 1.2

（公式14）

保证金包括系数 1.2。

此外，请确保肖特基二极管的反向电压额定值比 （V发光二极管+ V英马克斯），二极管两端的最大预期反向电压。

调光场效应管选择

选择在工作温度比 LED 电流高 30% 时具有连续额定电流的调光 MOSFET。调光 MOSFET 的漏源电压额定值必须比 V 高 20%发光二极管.

输入电容选择

在降压-升压转换器中，输入电流是连续的（假设输出电容接地;参见输出电容连接部分），因此RMS纹波电流很低。大容量电容和ESR都会影响输入纹波。假设大容量电容和ESR的纹波贡献相等，如果铝电解电容和陶瓷电容器并联使用。如果仅使用陶瓷电容器，则大部分输入纹波来自大容量电容（因为陶瓷电容器具有非常低的ESR）。使用公式15和16计算最小输入大容量电容和最大ESR：

（公式15）

其中 ΔVQ_IN是电容放电引起的输入纹波部分。

（公式16）

其中 ΔVESR_IN是ESR引起的输入纹波。

假设可以容忍最大120mV的输入纹波（V的2%）英明).此外，假设该输入纹波的95%来自大容量电容。如果实际组件不容易获得计算值，则可能需要重新考虑此假设。根据规定的设计规格，输入电容的计算方法如下：

	（公式17）
	（公式18）

并联使用两个 4.7μF 电容器，以实现 7.5μF 的最小大容量电容。确保所选电容器在工作电压下满足最小大容量电容要求（电容会随着陶瓷电容器电压的变化而大幅降低）。

输出电容器选择

输出电容器的目的是在开关 MOSFET 导通时减小 LED 的输出纹波和源电流。大容量电容和ESR都会影响总输出电压纹波。如果使用陶瓷电容器，大部分纹波来自大容量电容。使用公式19计算所需的大容量电容：

（公式19）

其中 ΔVQ_OUT是电容器放电引起的输出纹波部分。

剩余纹波，ΔVESR_OUT，来自输出电容ESR，其计算公式如下：

（公式20）

要确定允许的总输出纹波，请将允许的LED电流纹波乘以LED串的动态阻抗。LED的动态阻抗定义为工作LED电流下的ΔV/ΔI，可通过LED数据手册中的I-V曲线确定。如果LED数据手册中未提供I-V曲线，则必须手动测量。

并联使用多个陶瓷电容器，以降低大容量输出电容的有效ESR和ESL。

在PWM调光期间，陶瓷输出电容可能会产生一些可闻噪声。为了降低这种噪声，将电解电容器或钽电容器与陶瓷电容器结合使用，以提供所需的大部分大容量电容。也可以使用低噪声陶瓷电容器。1

假设最大 LED 电流纹波为 0.1 × I发光二极管.此外，假设所选 LED 的动态阻抗为 0.2Ω（0 个 LED 串的总阻抗为 8.4Ω）。然后按如下方式计算总输出电压纹波：

VOUTRIPPLE = 0.1A × 0.8Ω = 80mV

（公式21）

假设大容量电容的纹波贡献为95%，输出电容的计算公式如下：

	（公式22）
	（公式23）

并联使用三个 10μF 电容器和一个 4.7μF 电容器，以实现 30μF 的最小输出电容。 确保所选电容器在工作电压下满足最小大容量电容要求（电容会随着陶瓷电容器电压的变化而大幅降低）。

过压保护

如果 LED 开路，转换器会尝试增加输出电压以达到所需的 LED 电流。这意味着输出电压可能接近不安全的水平。提供OVP输入以检测过压情况并限制输出电压。如果 V过压保护超过1.23V，NDRV强制低电平，直到V过压保护放电至1.16V。

对于降压-升压配置，输出电压等于输入电压加上LED电压。五世OV选择的跳变点应高于正常工作期间预期的最大输出电压。

VOV> VINMAX+ VLEDMAX	（公式24）
	（公式25）

对于此设计示例，假设 VOV需要 42V。选择 ROVP2为10kΩ，则

（公式26）

电流检测

MAX16833为电流模式控制的LED驱动器，这意味着电感电流和LED电流的信息被反馈到环路中。

LED 电流感应

LED 电流由串联高边检流电阻器或施加到ICTRL 输入端的电压进行设置。

如果 VICTRL > 1.23V，则内部基准将RCS_LED两端的电压调节至 200mV（VISENSE+ - VISENSE-）。因此，检流电阻RCS_LED设置LED电流。

（公式27）

如果 VICTRL<1.23V，则LED电流由RCS_LED和 VICTRL.这允许LED通过模拟电压调暗。

（公式28）

请注意，当 VICTRL= 1.23V，两个方程相同。

开关 FET 电流检测和斜率补偿

当占空比大于50%时，负载瞬态会导致次谐波振荡和环路不稳定，而无需斜率补偿。为了保持环路稳定，添加一个电阻（R南卡罗来纳州从CS到开关MOSFET的源极）。MAX16833内部有一个电流源，通过R供电电流南卡罗来纳州创建电压 V南卡罗来纳州.该电压与R两端的电压相加CS_FET并将结果与参考进行比较。

VCS = VSC + VCS_FET

（公式29）

保持稳定性所需的最小斜率补偿电压为：

VSCMIN = 0.5 × (inductor current downslope - inductor current upslope) × RCS_FET

(Eq. 30)

RCS_FET，FET 电流检测电阻同时具有开关 MOSFET 电流和流过它的斜率补偿电流。

图2.斜率补偿。
斜率补偿电压定义如下：

(Eq. 31)

为了计算最小必要的斜率补偿电压，假设最小电源电压和最小电感值：

	(Eq. 32)
	(Eq. 33)

因此:

(Eq. 34)

包括系数 1.5 以提供足够的保证金。

(Eq. 35)

确定RCS_FET后，RSC 的计算方法如下：

(Eq. 36)

根据规定的设计规格，斜率补偿和检流电阻的计算方法如下：

	(Eq. 37)
	(Eq. 38)

最接近的标准电阻值为75mΩ。

(Eq. 39)

误差放大器补偿

在降压-升压配置中，开关转换器具有右半平面（RHP）零点，导致环路不稳定。环路补偿的目标是确保环路增益>0dB（和足够的相位裕量）的相移小于180°。通过增加左半平面（LHP）极点，环路增益可以在大约1/5 fZRHP时滚降到0dB，并且可以避免RHP零点引起的不稳定。误差放大器必须进行补偿，以确保在所有预期的工作条件下变化下的环路稳定性。最坏情况下的 RHP 零频率计算如下：

(Eq. 40)

开关转换器的输出端还有一个极点。输出极点fP2的计算公式如下：

(Eq. 41)

其中，COUT是上面计算的大容量输出电容，ROUT是有效输出阻抗。

(Eq. 42)

其中 RLED 是 LED 串在工作电流下的动态阻抗，单位为欧姆。
通过从 COMP 到 SGND 添加串联电阻和电容（RCOMP 和 CCOMP）来补偿环路。RCOMP设置交越频率，CCOMP设置积分器零频率。为获得最佳性能，请使用以下公式：

	(Eq. 43)
	（公式44）

CCOMP和误差放大器的输出阻抗根据以下公式设置主极点频率：

（公式45）

假设 ROUTEA 比 RCOMP 大得多。MAX16833数据资料中未指定ROUTEA，但可以根据误差放大器的跨导和开环增益计算得出。首先，将75dB的开环增益从分贝转换为伏特/伏特。

（公式46）

然后ROUTEA可以按如下方式计算：

（公式47）

以下设计示例：

	（公式48）
	（公式49）
	（公式50）
	（公式51）

最接近的标准电阻值为82Ω。

（公式52）

最接近的标准电容值为0.47μF。

（公式53）

环路响应和相位裕量

我们可以近似相位裕量（ΦM） 如下：

（公式54）

通过将交越频率设置为 f 的 1/5中联，将积分器零 （f子） 在 f 处小二，并假设 f小二远小于 fC，则公式简化为以下内容：

ΦM= 90° - tan-1(0.2) = 79°

（公式55）

图3显示了基于上述外部元件选择的仿真波特图。交越频率为5.5kHz，相位裕量为79°。交越频率略低于手动计算值，但完全在预期范围内。

图3.波特图模拟。

计算和仿真环路响应既是设计HB LED驱动器原型的好主意，也是重要步骤。但是，在原型组装完成后，还应在实验室中验证环路响应。

使用网络分析仪和变压器将小信号注入环路并测量响应。有关典型的增益和相位测量设置，请参见图4。

图4.用于测量环路增益和相位响应的设置。

交流信号需要注入小电阻上的反馈路径，并在电阻的两侧进行测量。由于该设计已经有一个100Ω电阻与ISENSE输入串联，因此无需断开环路。交流信号可以在100Ω电阻两端注入。

环路响应应在满载电流下进行，并且没有模拟或PWM调光，因此请确保PWMDIM和ICTRL在测试期间都很高。此外，测量应以最低预期输入电压进行。

检查以确保网络分析仪测量的交越频率和相位裕量接近计算值。

设计电路以适应多种应用

很多时候，不希望为每个应用进行新设计。如果两个应用之间的差异很小，系统设计人员可以选择在两个应用中使用相同的电路，并接受随之而来的性能权衡。

建议设计人员评估并了解其电路在所有不同条件下的行为。这些条件包括最小和最大输入电压范围、被驱动 LED 的最小和最大数量、LED 串的阴极是连接到 GND（升压）还是 IN（降压-升压）等。

使用提供的电子表格计算器 （XLS），可以轻松插入上述方案，并查看哪一个指示最小组件值。

图5.MAX16833通用方案，支持升压或降压-升压配置。

输出电容连接

降压-升压LED驱动器的输出电容通常从肖特基二极管的阴极连接到PGND。但是，输出电容也可以从肖特基二极管的阴极连接到V在.图6显示了连接降压-升压LED驱动器输出电容的两个选项。选项 A 是标准方法，通常可提供最佳的 EMI 性能。但是，由于LED阴极连接到输入端，因此LED电压容易受到线路瞬态条件的影响。通过在LED两端连接输出电容，可以降低线路瞬态脆弱性。选项B的缺点是将输入电流从连续变为不连续，从而增加输入上的电压纹波并损害EMI性能。

图6.用于连接降压-升压 LED 驱动器输出电容的两种不同选项。

结论

完整的降压-升压LED驱动器原理图如图7所示。通过遵循本应用笔记中概述的分步设计流程，可以在项目的调试和测试阶段节省大量时间。

图7.基于示例计算的典型应用电路。

审核编辑：郭婷