Ti.ADS1115-15Bit差分ADC-德赢Vwin官网网

最近买了很多的ADS1115.感觉是个好玩的芯片。主要吸引力在于该 ADC 具有差分输入。这对于惠斯通电桥布置尤其有用。典型的组合是两个元件变化电桥和廉价的电压基准.与大多数 ADC 不同的是，通过增益设置的“每比特伏特”与为芯片供电的轨电压无关。这意味着ADS1115 可以测量自己的电源使用不带分频器的内部参考。

就像这样

1115是顶级型号

该芯片可配置为4个单端输入通道，或两个差分通道。包括一个高达x16的可编程增益放大器，以帮助将较小的单/差分信号提升到全范围。

我喜欢这个ADC，因为它可以从2V到5V电源/逻辑运行可以测量大范围的信号。

该芯片相当小，因此它带有一个带有铁氧体的分线板，以保持AVDD和AGND安静。接口是通过12C完成的。地址可以更改为四个选项之一，因此您可以在单个2线12C总线上连接多达4个ADS1115.用于16个单端输入。

最大可以支持到7V

这个是推荐的参数：对器件的vwin 输入施加的电压不得超过 VDD + 0.3 V，以及电源的输入控制。

IIC的电气控制，最大的速度是3.4MHz

这个是时序

因为我的应用条件有点热，但是没有热到数据手册里面的这个温度，3.3V的错误是最少的。

Delta-sigma (ΔΣ) 模数转换器 (ADC) 基于过采样原理。ΔΣ ADC 的输入信号以高频（调制器频率）进行采样，随后在数字域中进行滤波和抽取，以在相应的输出数据速率下产生转换结果。

调制器频率与输出数据速率之间的比率称为过采样率（OSR）。通过增加 OSR，从而降低输出数据速率，可以优化 ADC 的噪声性能。换句话说，当降低输出数据速率时，输入参考噪声会下降，因为内部调制器的更多样本被平均以产生一个转换结果。增加增益还可以降低输入参考噪声，这在测量低电平信号时特别有用。

对于RMS噪声,其对信号量化分辨率的影响可以概括为:

1. 噪声会对量化过程产生误差,降低转换精度。

2. RMS噪声水平与量化器的分辨率相关。

3. 当RMS噪声高于量化间隔的1/2时,量化误差明显增加。

4. 为保证量化精度,有效分辨率需要高于RMS噪声的2倍。

5. 例如,对于10比特量化器,量化间隔约为10mV。

6. 当输入RMS噪声≥5mV时,量化误差剧增。

7. 为使噪声引起的误差小于1/2量化间隔,RMS噪声需要<2.5mV。

8. 此时,有效分辨率只有8比特左右。

9. 通过滤波及硬件设计减小噪声,可提高有效分辨率。

10. 过采样和噪声整形也可以降低噪声影响,提高分辨率。

一般都不说这个参数，因为他们不搞高精度采集。

在以下情况下关注信号的 RMS 噪声水平及其对量化分辨率的影响:

1. 设计数据采集系统时,确定量化器比特数。RMS 噪声决定了真正有效的分辨率。

2. 低噪声设计时,RMS 噪声是重要指标。控制在量化间隔的1/2以下。

3. 评估现有系统量化误差源时,需要分析噪声分布及 RMS 值。

4. 比较不同模数转换器(ADC)时,评估噪声指标。

5. 优化信号回路时,通过降低噪声提高分辨率。

6. 计算信号动态范围时,RMS 噪声与峰值信号共同决定。

7. 模型预测控制系统中的状态观测器,噪声会影响观测精度。

8. 设计滤波器和数字信号处理算法时,考虑抑制噪声,提高精度。

9. 量化误差分析优化信号质量时,都需要考量噪声的量化效应。

RMS噪声水平决定了量化过程的有效分辨率。控制噪声在量化间隔的1/2以下,有效分辨率才可达到理论值。

ADS111x 是非常小型、低功耗、16 位 Delta-Sigma (ΔΣ) 模数转换器 (ADC)。ADS1114 和 ADS1115 还集成了可编程增益放大器 (PGA) 和可编程数字比较器。 ADS111x ADC 内核测量差分信号 V IN ，即 V (AINP)和 V (AINN)之差。该转换器核心由一个差分开关电容器 ΔΣ 调制器和一个数字滤波器组成。这种架构会导致任何共模信号的强烈衰减。输入信号与内部参考电压进行比较。数字滤波器接收来自调制器的高速比特流并输出与输入电压成比例的代码。 ADS111x 有两种可用的转换模式：单次转换和连续转换。在单次模式下，ADC 根据请求对输入信号执行一次转换，将转换值存储到内部转换寄存器，然后进入断电状态。此模式旨在为仅需要定期转换或转换之间有较长空闲期的系统提供显着的节能效果。在连续转换模式下，ADC 在上一次转换完成后立即自动开始输入信号的转换。连续转换速率等于编程的数据速率。数据可以随时读取，并且始终反映最近完成的转换。

当降低输出数据速率时，ΔΣ ADC 的噪声性能通常会提高，因为内部调制器的更多样本会被平均以产生一个转换结果。在功耗至关重要的应用中，可能不需要在低数据速率下改进噪声性能。

对于这些应用，ADS111x 支持占空比，通过以有效较低的数据速率定期请求高数据速率读数，从而显着节省功耗。

例如，处于断电状态且数据速率设置为 860 SPS 的 ADS111x 可由微控制器操作，该微控制器指示每 125 ms (8 SPS) 进行一次单次转换。860 SPS 的转换仅需要大约 1.2 ms，因此 ADS111x 在剩余的 123.8 ms 内进入断电状态。

在此配置中，ADS111x 消耗的功率约为连续转换模式下消耗功率的 1/100。占空比完全是任意的，由主控制器定义。ADS111x 提供较低的数据速率，不实现占空比，并且如果需要的话还可以提供改进的噪声性能。

其实这个东西就是个15bit的ADC，有一位是符号位

这个前面有更好的连接图

这个东西叫多路复用器

多路复用器由配置寄存器中的 MUX[2:0] 位进行配置。测量单端信号时，ADC 的负输入通过多路复用器内的开关在内部连接至 GND。

如果就一路差分，可以使用这个1114

连接到 VDD 和 GND 的静电放电 (ESD) 二极管可保护 ADS111x 模拟输入。将任何输入的绝对电压保持在公式所示的范围内，以防止 ESD 二极管导通。公式：GND – 0.3V < V (AINX) < VDD + 0.3V如果输入引脚上的电压可能违反这些条件，使用外部肖特基二极管和串联电阻将输入电流限制在安全值。 ADS111x 使用开关电容器输入级，其中电容器连续充电然后放电，以测量 AIN P和 AIN N之间的电压。对输入信号进行采样的频率称为采样频率或调制器频率（f MOD）。这个地方看microChip的数据手册：

PIC18也是这个ADC的方案

ADS111x 具有一个 1 MHz 内部振荡器，该振荡器进一步除以 4 倍以生成250 kHz 的f MOD 。该输入级中使用的电容器很小，对于外部电路来说，平均负载表现为电阻性。

显示了该结构。电容器值决定电阻和开关速率

开关时序在采样阶段，开关S 1闭合。该事件将CA1充电至 V (AINP)、将CA2充电至 V (AINN)、将 C B充电至 (V (AINP) – V (AINN) )。在放电阶段，S 1首先打开，然后S 2关闭。然后，CA1和CA2均放电至大约 0.7V，CB放电至 0V。此充电从驱动 ADS111x 模拟输入的源汲取非常小的瞬态电流。该电流的平均值可用于计算有效阻抗（Z eff)。

这个就是量化精度了 ADS111x 提供可编程输出数据速率。使用配置寄存器中的 DR[2:0] 位选择 8 SPS、16 SPS、32 SPS、64 SPS、128 SPS、250 SPS、475 SPS 或 860 SPS 的输出数据速率。

1. 根据奈奎斯特采样定理,采样率必须大于信号中最高频率分量的两倍,才能正确表示原始信号。SPS 决定了可以表示的最大信号频率。

2. 采样率越高,可以表示更宽频段的信号,重构精度也越高。但数据量也会增加。

3. 采样率要匹配后端信号处理算法要求。例如调制识别需要足够高的采样率。

4. 较高的过采样可以提高量化精度,降低噪声影响。

5. SPS 需要设置为对系统易于实现的数值,如 8kHz、44.1kHz等。

6. SPS 与ADC转换速率有关,高SPS需要高速ADC。7. SPS 也决定了数字信号处理算法的计算负载。

ADS111x 中的转换在一个周期内完成；因此，转换时间等于 1 / DR。

有个数字比较的功能

ADS1115 和 ADS1114 具有可编程数字比较器，可以在 ALERT/RDY 引脚上发出警报。我想不到什么场合可以用。

ADS111x 通过 I2C 接口进行通信。I2C 是一个两线开漏极接口，支持单个总线上的多个设备和主设备。

I2C 总线上的设备仅通过将总线接地来将总线驱动为低电平；这些设备永远不会将总线驱动为高电平。相反，总线线由上拉电阻拉高，因此当没有设备将总线线驱动为低电平时，总线线始终为高电平。由于此配置，两个设备不会发生冲突。如果两个设备同时驱动总线，则不存在驱动程序争用。

ADS111x 有一个地址引脚 ADDR，用于配置器件的I2C地址。该引脚可连接至 GND、VDD、SDA 或 SCL，从而允许用一个引脚选择四个不同的地址，如表 4所示。地址引脚 ADDR 的状态被连续采样。

首先使用 GND、VDD 和 SCL 地址。如果使用 SDA 作为器件地址，请在 SCL 线变低后将 SDA 线保持为低电平至少 100 ns，以确保器件在 I 2 C 通信期间正确解码地址。

一次可以上4个1115

地址是这个

在从机接收模式下，从主机传输到从机的第一个字节包含 7 位设备地址，后跟一个低 R/ W位。主机发送的下一个字节是地址指针寄存器。然后，ADS111x 确认收到地址指针寄存器字节。接下来的两个字节被写入寄存器地址指针位 P[1:0] 指定的地址。ADS111x 确认发送的每个字节。发送寄存器字节时，首先发送最高有效字节，然后发送最低有效字节。

让我们来看看读寄存器

明天上逻辑分析仪！

ADS111x 以二进制补码格式提供 16 位数据。正满量程 (+FS) 输入产生 7FFFh 的输出代码，负满量程 (–FS) 输入产生 8000h 的输出代码。对于超过满量程的信号，输出会在这些代码处进行削波。

总结了不同输入信号的理想输出代码

显示了代码转换与输入电压的关系。

寄存器什么的，没什么意思，编程的时候才能看见。

看一个就行

有IIC的MCU就行

更加详细的应该是这样

ADS111x 的全差分电压输入非常适合连接具有较低源阻抗的差分源，例如热电偶和热敏电阻。尽管 ADS111x 可以读取双极性差分信号，但这些器件不能接受任一输入上的负电压。

上面的桥只是说接差分信号而已，事实上还得进行信号的调理

ADS111x 在转换期间消耗瞬态电流。0.1μF 电源旁路电容器可提供电源所需的瞬时额外电流。

续流

良好的电源去耦对于实现最佳性能非常重要。必须使用至少 0.1 µF 电容器对 VDD 进行去耦。当器件进行转换时，0.1μF 旁路电容器可提供电源所需的瞬时额外电流。使用低阻抗连接将旁路电容器尽可能靠近器件的电源引脚放置。使用具有低等效串联电阻 (ESR) 和电感 (ESL) 特性的多层陶瓷片式电容器 (MLCC)，以实现电源去耦目的。对于非常敏感的系统或处于恶劣噪声环境中的系统，避免使用过孔将电容器连接到器件引脚，以获得更好的抗噪声能力。并行使用多个过孔可降低整体电感，并且有利于与接地层的连接。 VDD 稳定后，请等待大约 50 µs，然后再与器件通信，以完成上电复位过程。

布局

在为模拟和数字组件布局印刷电路板 (PCB) 时，采用最佳设计实践。为了获得最佳性能，请将模拟组件 [例如 ADC、放大器、基准电压源、数模转换器 (DAC) 和模拟 MUX] 与数字组件 [例如微控制器、复杂可编程逻辑器件 (CPLD)、现场可编程器件门阵列 (FPGA)、射频 (RF) 收发器、通用串行总线 (USB) 收发器和开关稳压器]。上图显示了良好元件布局的示例。虽然提供了元件布局的一个很好的例子，每个应用的最佳布局对于所采用的几何形状、元件和 PCB 制造能力来说都是独一无二的。也就是说，不存在适合每种设计的单一布局，在使用任何模拟组件进行设计时必须始终仔细考虑。分离模拟和数字信号。首先，在布局允许的情况下，将电路板分为模拟部分和数字部分。将数字线路远离模拟线路。这可以防止数字噪声耦合回模拟信号。用接地填充物填充信号层上的空白区域。提供良好的接地返回路径。信号返回电流在阻抗最小的路径上流动。如果接地层被切割或有其他走线阻止电流在信号走线旁边流动，则必须找到另一条路径返回源并完成电路。如果它被迫进入更大的路径，就会增加信号辐射的机会。敏感信号更容易受到 EMI 干扰。在电源上使用旁路电容器来降低高频噪声。不要在旁路电容器和有源器件之间放置过孔。将旁路电容器放置在尽可能靠近有源器件的同一层上可产生最佳结果。考虑布线的电阻和电感。通常，输入走线具有与输入偏置电流发生反应并导致附加误差电压的电阻。减小源信号和返回电流所包围的环路面积，以减小路径中的电感。减小电感以减小 EMI 拾取，并减小器件所见的高频阻抗。差分输入必须与进入测量源的两个输入相匹配。具有差分连接的模拟输入必须在输入之间差分放置一个电容器。差分测量的最佳输入组合使用相邻的模拟输入线，例如 AIN0、AIN1 和 AIN2、AIN3。差分电容必须是高质量的。最好的陶瓷片式电容器是C0G（NPO），它具有稳定的性能和低噪声的特性。

VOOSP一个的布局，就按照这个做

ADS111x 直接连接到标准模式、快速模式和高速模式 I 2 C 控制器。任何微控制器 I2C 外设（包括仅主控和单主控I2C外设）均可与 ADS111x 一起运行。 SDA 和 SCL 线上都需要上拉电阻，因为I2C总线驱动器是漏极开路的。这些电阻器的大小取决于总线运行速度和总线线路的电容。电阻值越高，功耗越低，但会增加总线上的转换时间，从而限制总线速度。较低阻值的电阻可实现更高的速度，但代价是功耗更高。长总线具有更高的电容，并且需要更小的上拉电阻来补偿。不要使用太小的电阻，因为总线驱动器可能无法将总线拉低。

来看看单端输入：

ADS1113 和 ADS1114 可测量 1 个单端信号，ADS1115 最多可测量 4 个单端信号。ADS1113和ADS1114可以通过将AIN1外部连接到GND来测量单端信号。ADS1115 通过适当配置配置寄存器中的 MUX[2:0] 位来测量单端信号。这些就是几个型号之间的不同用处了。

显示了 ADS1115 的单端连接方案单端信号范围从 0 V 到正电源或 +FS，以较低者为准。负电压不能施加到这些器件，因为 ADS111x 只能接受相对于地的正电压。ADS111x 在输入范围内不会失去线性度。 ADS111x 提供 ±FSR 的差分输入电压范围。单端配置仅使用满量程输入电压范围的一半。差分配置最大限度地提高了 ADC 的动态范围，并提供比单端配置更好的共模噪声抑制。

指的是电路对共模噪声的抑制能力。共模噪声是同时影响电路两个输入端的噪声信号。

共模噪声衰减的计算公式为:CMRR = 20log(共模噪声干扰电压/因此造成的输出误差电压)输出端误差电压越小,表示电路抑制共模噪声的能力越强,CMRR值越大。

共模噪声衰减主要由以下几方面决定:

1. 差分放大器的共模抑制率(CMR)

2. 输入滤波器抑制共模噪声的性能

3. 电源供应的干扰

4. PCB布局的抗干扰设计

5. 模拟地与数字地连接的隔离

6. 放大器参数漂移的影响通常要求仪表放大器和测量设备有很高的CMRR,比如大于80dB,来获取精确的信号。

就是这里

通过适当设置 MUX[2:0] 位，ADS1115 还允许 AIN3 作为测量的公共点。AIN0、AIN1 和 AIN2 都可以相对于 AIN3 进行测量。在此配置中，ADS1115 通过输入运行，其中 AIN3 作为公共点。

此功能提高了单端配置的可用范围，因为当GND < V (AIN3) < VDD 时允许负差分电压。

ADS111x 采用小尺寸、低电压工艺制造。模拟输入具有连接至电源轨的保护二极管。然而，这些二极管的电流处理能力有限，并且长时间超出电源轨约 300 mV 的模拟输入电压可能会永久损坏 ADS111x。防止过压的一种方法是在输入线上放置限流电阻。ADS111x 模拟输入可承受高达 10 mA 的连续电流。狠狠的放电阻！！！

可以将未使用的模拟输入连接到 GND，但可能会产生比以前的选项更高的泄漏电流。浮动 NC（未连接）引脚，或将 NC 引脚连接到 GND。如果未使用 ALERT/RDY 输出引脚，请将该引脚悬空或使用弱上拉电阻将该引脚连接至 VDD。以后ADC芯片上面不用的引脚应该都可以这样处理。可以使用每个设备的不同地址引脚配置将最多四个 ADS111x 设备连接到单个 I2C总线。使用地址引脚将 ADS111x 设置为四个不同的 I2C 地址之一。首先使用 GND、VDD 和 SCL 地址。如果使用 SDA 作为器件地址，请在 SCL 线变低后将 SDA 线保持为低电平至少 100 ns，以确保器件在 I 2 C 通信期间正确解码地址。

串起来

显示了同一 I2C 总线上的四个 ADS111x 器件的示例。每条总线需要一组上拉电阻。可能需要降低上拉电阻值，以补偿多个设备和增加的线路长度带来的额外总线电容。主设备发送的第一个字节是 ADS111x 地址，后面是指示 ADS111x 侦听后续字节的R/ W位。第二个字节是地址指针寄存器字节。从主机发送的第三和第四字节被写入寄存器地址指针位 P[1:0] 指示的寄存器。 ADS111x 的所有读写事务都必须先有一个 START 条件，后跟一个 STOP 条件。