改善射频ACLR的几种方法-德赢Vwin官网网

射频设计的同学可能都会接触到一个很关键的词，就是ACLR，什么是ACLR?

ACLR: adjacentchannel leakage power ratio相邻通道功率泄露比

看完后也许你会针对ACLR的维修有一定的帮助！！

我先把影响因素放到上面，针对不想看长篇大论的人可以直接一点，

因此总结我放在文章的开头， **ACLR 劣化时，可以注意的8 ** 个方向:

**1. ****PA **输出功率

**2. **PA Load-pull

**3. **PA Post Loss

**4. ****PA **的输入阻抗

**5. **PA 输入端的SAW Filter

**6. **Vcc 的IR Drop

**7. **校正

8. DC-DC converter Switching Noise

如何产生的：

1，当你输出功率太大，会使PA 操作在饱和区，产生非线性效应，如下图:

而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DC Offset，谐波，以及IMD(Intermodulation)，如下图 :

而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍，因此会使两旁频谱上涨，如

下图[1]:

而IMD3，又牵扯到IIP3，IIP3越大，其产生的IMD3就越小。

所以简单讲，ACLR就是TX电路IMD3的产物，测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3。

由上式可知，如果输入功率小，使PA 操作在线性区，或是这颗PA 的IIP3 够大，

那么ACLR 就可以压低。

因为PA 的线性度与效率，是反比的，你ACLR 要低，那就是IIP3 要高，线性度要好，因此效率就低，耗电流就大。反之，你要耗电流小，那就是牺牲线性度，ACLR 就会差。所以一般而言，调PA 的负载时，多半就是调到最常用的50 ohm，以兼顾ACLR 跟耗电流。

2， WCDMA 的TX是BPSK（二进制移相键控法）调变，非恒包络，因此其PA须Back-off（回退功率），来维持线性度[1-2]。当然，Back-off 越多

PA一般的设计输出图如下

PA 输出端的Loss，例如FU, Duplexer, Matching, 走线的Insertion Loss，统称Post Loss。如果你要达成Target Power(例如23.5 dBm) ，一旦Post Loss越大，意味着你PA 的输出功率就越大，如下式跟下图[3] :

Target Power(dBm)=PA output power(dBm)+PostLoss(dB)

如果PA 输出功率越大，那就是Back-off 越少，越接近饱和点，当然其线性度也越差，其ACLR会跟着劣化。

3，

由上图可知，PA 的input，同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull。如果PA input 的阻抗，离50ohm太远，即此时DA 的线性度不够好，ACLR 就差，加上PA 是最大的非线性贡献者，如果PA input 的ACLR已经很差，那么PA out 的ACLR，只会更差。一般而言，一线品牌大厂，其PA 输出端正负5MHz的ACLR，都要求至少-40 dBc。

即表示PA input 的ACLR，至少要小于-50 dBc，(**由于****DA 的输出功率，远小于PA 输出功率，因此ACLR 也会来得较低，再次证明ACLR ** 与输出功率有关 )。

4， LO Leakage(本地震荡泄露) 跟DPA 产生的2 倍谐波，有可能会在PA 内部，产生IMD3，进而使ACLR 劣化。

所以若在PA 前端，先用SAW Filter（声表面滤波器）把2 倍谐波砍掉，可降低其IMD3，进一步改善ACLR。而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声，因此理论上，使用BAW（Bulk Acoustic Wave反射滤波器）的ACLR，会比使用SAW 来得好。如图

而FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）的带外噪声抑制能力，又会比BAW 来得好，

当然，有些平台，在PA 前端，是没加SAW Filter 的。而拿掉SAWFilter 之后，

其ACLR 也不会比较差。

这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，PA 前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，主要原因是抑制Transceiver 所产生的OutbandNoise(包含谐波)。换言之，倘若Transceiver 的线性度够好，所产生的OutbandNoise 很小，其实PA 前端是可以不用加SAW Filter 的，

但要注意，虽然PA 前端的SAW Filter 可抑制带外噪声，改善ACLR，但若其PA 输入端SAW Filter 的Insertion Loss 过大，意味着DPA 需打出更大的输出功率，以符合PA 的输入范围(若低于下限，则无法驱动PA)，如下式 :

P(Target)=P(out)-IL

而不管是PA，还是DA，若输出功率越大，则ACLR 越差，如下图:

若DPA 输出功率大，使得PA 输入端的ACLR 差，那么PA 输出的ACLR，肯定只会更差。当然，若用FBAR，既可抑制带外噪声，Insertion Loss 又小，是个风险低的方案，但成本不低。

5，由下图可知，Vcc 越小，其ACLR越差:

这是因为，放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容，即Cgd，如下图 :

而当电压极低时，其Cgd会变大。

上式是Cgd 的容抗，当Cgd 变大时，则容抗会变小，因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough 现象，导致输出讯号有严重的失真。简单讲，低压会让PA 线性度变差，因此若Vcc 走线太长或太细，会有IRDrop，使得真正灌入PA 的Vcc 变小，那么ACLR 就会差。

当然，除了PA 电源，收发器的电源也很重要，否则若DPA 的电源因IRDrop 而变小，使得PA 输入端的ACLR 变差，那PA 输出端的ACLR，只会更差。

6，在校正时，常会利用所谓的预失真，来提升线性度:

而由下图可知，做完预失真后，其ACLR 明显改善许多，(因为提升了PA 的线性度)

7，一般而言，PA 电源，是来自DC-DCConverter，其功率电感与Decoupling电容关系如下：

由于DC-DC Converter 的Switching Noise，会与RF 主频产生IMD2，座落在主频两侧:

虽然IMD2 的频率点，只会落在主频左右两旁1MHz 之处，理论上不会影响正负5MHz 的ACLR。但因为一般而言，DC-DC Converter 的Switching Noise，其带宽都很宽，大概10MHz。因此上述IMD2 的带宽，分别为5MHz 与15MHz，(WCDMA 主频频宽为5 MHz)，换言之，上述的IMD2，是很宽带的Noise，故会影响左右两旁正负5MHz 的ACLR。

因此，如果能有效抑制DC-DC Converter 的SwitchingNoise，便可抑制其IMD2，

进一步改善ACLR。故可利用磁珠或电感，来抑制DC-DC Converter 的Switching

Noise，如下图 :

我们作以下6 个实验 :

就假设DC-DC Switching Noise 为1 MHz，我们可以看到，在Case2,Case3,Case4，其1 MHz 的Insertion Loss 都变大，这表示在DC-DC 与PA 的稳压电容之间，插入电感或磁珠，对于Switching Noise，确实有抑制作用。而由下图可知，其WCDMA 的ACLR，也跟着改善。由于Case 3 的Insertion Loss 最大，因此Case 3 的ACLR 也确实改善最大。

8，承第7点，DC-DCConverter 的稳压电容，与PA 的稳压电容，绝不可共地，因为该共地，对DC-DCSwitching Noise 而言，是低阻抗路径，若共地，则DC-DC Switching Noise，会避开磁珠或电感，直接灌入PA，产生IMD2，导致ACLR劣化。换言之，共地会使第8 点的磁珠或电感，完全无抑制作用。