LT8301 无光耦反激DCDC的应用设计
本次与大家分享的是世健和ADI联合举办的《在ADI电源产品的花园里“挖呀挖”》主题活动的三等奖文章：《LT8301 无光耦反激DCDC的应用设计》及作者获奖感言。
获奖感言
LT8301无光耦反激DCDC
的应用设计
非常感谢世纪电源网与世健组织的这次ADI产品应用与技术分享活动，也非常荣幸能获得奖品，在分享的过程中也巩固了一些基本知识，后续我会继续分享一些应用案例，希望大家能参与进来，互相交流和探讨，共同进步。
作者：l1250455243
所在行业：电源
应用领域：汽车电源，DCDC辅助电源，无光耦原边反馈反激电源
应用案例名称：汽车辅助电源
ADI电源产品类型：开关稳压器
ADI电源产品型号：lt8301
前言
各位同行们大家好，本人做电源已经很多年了，用过很多品牌电源产品的芯片，ADI的芯片，一直以来给人的印象就是可靠，性能出众。自从入行来就经常逛世纪电源网，看各大佬版主的经验分享，和同行们交流分享技术研讨，因此深受启发，学到了各种电源知识。现借此机会用LT8301设计一个简单的辅助电源，给大家分享一下这个过程，欢迎大家来一起指导和交流。
本次分享我将按以下几个内容展开：
一、 设计目标
二、 LT8301的性能及优势介绍
三、 原理图
四、 变压器设计
五、 关键器件计算与选取
七、 PCB layout
八、 测试验证
01
设计目标
给后级MCU等供电，输入接12V电池，考虑电池的波动，设计输入：9~24V 输出:5V/1A max，隔离，尺寸小。
02
LT8301性能及优势介绍
一般的反激都是通过变压器副边采样输出电压，然后通过光耦传输到原边给芯片作为控制信号的。还有一种是采用3个绕组的原边反馈，从第三个绕组取电给芯片供电，同时采样电压（此绕组电压与输出电压为比例关系）给芯片做控制。这些方式都有一些缺点，成本偏高，光耦受温度的影响，三绕组的变压器贵，体积大占空间。
现有LT830X系列的2绕组的原边反馈反激，变压器只需要原副边绕组即可，通过原边的1颗电阻便可对副边电压经行采样和控制。
以下便是LT8301规格书的典型应用电路：
简单介绍下LT8301，这是LT830X系列里的其中之一，这个系列都是两绕组的原边反馈反激，主要是支持不同电压等级，以及是否内置MOSFET的区别。类似的还有MAX17690，外置MOS 支持更高的输出功率，成本也会好一点。
LT8301是支持AEC-Q100车规认证的，静态电流在sleep 模式下只有100uA ，轻载工作在burst 模式，重载工作在临界模式。内置65V/1.2A MOS 且封装为TSOT23 ,尺寸比较小。内建软启动，输出短路保护，支持多路输出以及负压输出应用，峰值效率可以到85%以上。
03
电路原理图
04
变压器设计
先估算匝比，由于内部集成65V 管子，所以反射电压+最大输入电压+尖峰<65V*90%。副边肖特基选用RB060MM-30TF *2 ，30V/ 2A /AEC-Q101。副边肖特基压降Vf=0.45V；Vinmax=24V；原副边匝比为Nps,反射电压Vor=(Vf+Vo)*Nps。
尖峰电压为Vspike ,一般取0.4*Vinmax 效率最好（一本书上看到的，但忘了），取的越小对变压器要求越高，漏感需要做的比较小。
Vor+Vinmax+Vspike<58.5 ,
解得 Nps<4.56 。
针对副边有 Vinmax/Nps +Vo <30*0.8 得 Nps>1.26 ；Nps 可取2, 3 ,4。
以取Nps=4。
首先看Toff 时，副边电感提供输出能量（工作在临界模式）
（Vo+Vf）=Ls* , Ls是副边感量，Lp=Ls*,Lp= （Vo+Vf）*Toff*Nps/Isw
Lp≥（Vo+Vf）*Toff（min）*Nps/Isw(min); Toff（min）=450ns , Isw(min)=290mA，Lp≥33uH。Ton 时，原边电感充电
Vinmax≤Lp*Isw(min)/Ton(min);Ton(min)=170ns ,Isw(min)=290mA
得Lp≥14uH。
Lp可选40uH 。
Dmax==70% ; Dmin==47%
原边最大有效值电流为：Isw(max)* = 575mA ; Isw(max)=1.2A
副边最大有效值电流为：Isp(max)* = 1.5A
Ton min= , Toff min=
Fsw= = 238kHz
趋肤深度为δ= 电流密度取J
原边线径：Φ1=0.34mm Φ0.17mm*2
副边线径Φ2=0.56mm Φ0.2mm*3
选择EP10 , PC47材质
AE=11.3mm² ，B=0.2T
可知原边：Np= Uinmin*Tonmax/(B*AE)=21 取24匝
副边 Ns=6匝。
参数可以优化折中，选择现有的过认证的标准变压器。
05
关键器件计算与选取
Cout≥Lp*Isw²/（2*Vo*ΔVo）=23uF ,
ΔVo=5%*Vo ；纹波越小，容值越大。
吸收电路选用稳压二极管，有利于保持效率的同时，防止MOSFET击穿。
Vzener≤65-Vinmax=41V 可选取30V 稳压管
Rfb= Nps*(Vo+Vf)/100uA =218kΩ 取220kΩ。
R1= Vin(HYS)/2.5uA=806kΩ ，Vin(HYS)=2V
R2=232kΩ ，可设置为欠压保护点为7.5V （公式见规格书）
最小负载的要求：
I LOAD(MIN) =Lp*(360mA )²*10.6kHz /2/5V=5.5mA。
R4可取820kΩ。
06
LTspice仿真
变压器耦合系数设置为0.998。
输入9V ，输出只有5V/0.73A=3.6W左右，符合匝比为4的负载曲线。
Ton=6.56us，T=9.02us，Dmax=72% ,与计算几乎一致 。
原边有效值电流为674mA ,与计算值575mA 有点偏差，软件应该是算上了电流振荡尖峰的能量。
输入24V, 输出5V/1.3A Vds电压小于65V .
输入12V, 输出4.8V/0.97A。
从仿真来看基本达到设计标准。
接下来有空会把layout做一下，然后焊个板子测试一下，其实这个料关键在于变压器设计，后续看有没现成的骨架和磁芯，绕一个出来试试。
下面给大家介绍一下何为burst模式。
这款芯片是通过原边电阻反馈来控制，是在Toff 时采集SW端的电压，这个电压包含了从副边反射到原边的电压加上输入电压，所以在轻载时如果要控制输出电压，至少是要有开关动作。芯片定义了最小开关周期10kHz，导通时间是按照最小的开关电流290mA来限定的，因此这种工作模式被叫做burst 模式。
周末闲来无事，把layout做了一下，发去打样了。就差变压器了。
本次分享就进行到这里了，欢迎大家一起进行补充与探讨，谢谢。
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