关于一种带有巴伦电路的24 GHz上混频器的设计
0 引言
混频器是收发机系统中的关键模块，主要作用是对频率进行变换[1]。上混频器用在发射机中，下混频器用在接收机中。通信领域当前的热点集中在怎样实施第五代移动通信（5G），如今各大射频厂商正在积极研发第五代通信产品，学术界也有大量论文证明了可实现5G通信产品电路，K/Ka波段获得极大的关注[2]。可用来实现5G通信电路的工艺有CMOS工艺、砷化镓(GaAs)工艺、氮化镓(GaN)工艺等。CMOS工艺关注度比较高，价格低廉，可以与数字电路大规模集成，但缺点也明显：载流子速度比较低，截止频率低，功率密度小，实现超高频电路难度比较大，COMS硅基衬底损耗也是个严重问题，在实现片上无源器件电感、变压器、巴伦的品质因数Q也会比较小[2]。可用来实现混频器电路的结构有很多种，可分为有源与无源混频器。无源混频器结构简单，工作频带宽，缺点是损耗比较大，转换增益为负。有源混频器有单平衡和双平衡，单平衡本振隔离要逊色于双平衡结构[3]。本文采用的主体结构为Gilbert单元,拥有较高的隔离度，更高转换增益，大多数混频器采用Gilbert结构[4]。混频器电路的输入端口需要差分信号输入，片上差分信号的产生多选用巴伦结构，在频率不高时，片上巴伦的面积较大，不利于集成[5]。常用的片上巴伦结构有Marchand balun和环形耦合线结构巴伦，考虑到Marchand balun面积比较大，本文选用环形耦合线结构。设计仿真基于厦门三安0.5 μm的PHEMT工艺，实现了工作在24 GHz频段的上混频器。
1 电路设计
1.1 巴伦设计
巴伦是一种把单端信号转换为差分输出的电路模块，可应用于混频器、功率放大器、低噪声放大器等电路。单端信号通过巴伦模块，输出信号变为一对幅度相等但相位差为180°的差分信号。巴伦可分为有源巴伦与无源巴伦，无源巴伦对输入信号有一定程度的衰减，带宽比较宽，适合超宽带工作，在高频段可以把面积做得更小易于集成[5]；有源巴伦由晶体管电路构成，设计复杂，带宽有限。本文同时呈现出两种巴伦，在中频IF输入信号200 MHz采用有源巴伦，在振荡LO信号24 GHz处采用无源巴伦，射频RF输出信号也采用无源巴伦输出信号。频率越高，应用无源片上巴伦电路面积越小，频率越低则面积越大[6]。在面积有限情况下，为了实现全集成24 GHz上混频电路，本设计在中频信号输入端采用有源巴伦电路，面积更小，在振荡信号输入与射频输出端采用无源巴伦结构。
理想的变压器巴伦结构如图1所示。P1端为单端信号输入，P2与P3端输出为等幅相差为180°的差分信号。
在文献[5]中采用耦合线实现图1所示的巴伦结构，巴伦耦合线的理论分析可参考文献[7]。本文给出两种无源片上巴伦的叠层结构，如图2与图3所示。图2由上下两层金属耦合线构成，与P1端连接的耦合线在M2层，P2与P3端在M1层，M1与M2的几何结构为正八边形，线宽为6 μm，内半径为75 μm。图3为同层互绕结构。给出图2的S参数，幅度差、相位和相差的仿真结果如图4所示。在中心频率为24 GHz时P1到P2、P3端口的S参数S(2，1)=-6.228 dB，S(3，1)=-6.228 dB。幅度值不平衡差为0.267 dB。相位差179.877°。由幅度差曲线与相位差曲线，正八边形巴伦可以适用于较宽的工作频带。本文的无源巴伦采用正八边形巴伦，在相同面积下，正八边形相对四边形有更低插入损耗[6]。
在200 MHz的射频信号输入端采用有源巴伦实现单端转差分输入，同时对输入信号起到缓冲作用[8]。有源巴伦的结构如图5所示。M1管偏置在A类，直流通路由R1、M1、R2与M2构成，M2处在M1的源级，有负反馈作用，提高电路的线性度。P1端为信号输入端，用瞬时电位法分析，当P1信号为正时，M1漏端信号瞬时为负，M1源端信号瞬时为正，则有漏源信号相位差为180°，满足巴伦所需的相位条件。当满足P2与P3端后接负载阻抗相同为RL，R1=R2时，忽略体效应与沟道调制效应，可以分析出在M1漏端向负载端看到的交流阻抗为R1//RL，同理在M1源端向负载端看到的阻抗为R2//RL，输出信号的负载相同则可以满足幅度相同的条件，P1到P2的电压增益为：
同理P1到P3的增益大小相同。当gm1比较大时，增益接近于1，对整个电路增益没有贡献。
1.2 上混频器电路设计
混频器也分为有源混频器与无源混频器，常定义为有源混频器增益大于1，无源小于1。混频的作用就是进行频率变换，上变频用在发射机中，下变频用在接收机中。混频器为三端口器件，振荡信号LO与中频信号IF进行乘法运算，在射频端口RF输出端输出和频与差频信号。混频器简单的理解可以是一个开关电路，如图6所示的开关模型。振荡信号LO对开关S1起到控制作用，LO的频率不同，在输出端得到的波形就会不同。下面论述为理想分析，LO为方波信号LO=S(WLOt)，完全控制信号通路开通和关断。假设输入信号RFin=VRFinCOS(WRFint)，当开关S1闭合时射频信号通过，当S1关断RFout端没有信号出现，输出端呈出续断的余弦信号。输出信号表达式为：
其中振荡信号S(WLOt)的傅里叶级数展开式为：
本文采用吉尔伯特结构的双平衡混频器,可参考文献[9-10]，对比于单混频器，各个端口间隔离度较好，特别是中频端口对本振隔离度较高，较好地改善了单混频器在本振隔离上的不足。图7是24 GHz上混频器的原理图。射频输入端采用有源巴伦，振荡信号输入与中频输出端采用无源巴伦结构。M3～M8构成吉尔伯特单元，M5～M8漏端信号由巴伦耦合输出给负载。M3与M4偏置在A类，射频小信号由有源巴伦转换为差分信号后分别加载在M3、M4的栅极，M3与M4为信号放大级。M5～M8在LO信号的调控下，工作在开关状态，在M5与M8导通时，M6与M7关断。反之在M5与M8关断时，M6与M7导通。M3漏端小信号电流在LO信号一个周期中，半周期中由M5源端流入，另半周期由M6源端流入。同理M4漏端工作状态与M3相同。本文M5～M8偏置在深AB类，M5的静态电流为1.2 mA，M3与M4静态电流为2.4 mA。LO信号为正弦波大信号，LO的差分信号分别加载在M5、M8的栅极与M6、M7的栅极。M5、M8在LO的正半周期饱和导通，M6、M7栅源电压必定小于开起电压，处于关断状态，反之亦然。在M5～M8处于理想开关状态下，混频器电路的电压转换增益为：
gm3为M3的跨导，RL为射频输出负载。
1.3 混频器版图设计
本文的版图如图8所示。振荡信号从图8上端LOin焊盘输入，信号通过巴伦差分输送到M5～M8的栅极调控晶体管的开与关。200 MHz由图右边IRin焊盘输入，射频信号由图8下端RFout输出。
2 仿真结果分析
本文混频器电路基于厦门三安0.5 μm PHEMT工艺设计，最终的版图电磁仿真（EM）基于ADS2015平台的Momentum仿真工具，本文给出的数据为电磁仿真后的数据。上变频混频器的转换增益定义为：ConvGain=RFoutPower（射频输出功率dBm）-IFinPower(中频输入功率dBm)。图9给出了转换增益与中频输入功率的关系。图10给出了振荡输入功率（LOinPower）与转换增益之间的关系。
图9仿真条件是在振荡输入功率LOinPower=0 dBm时的仿真结果，由图9可看出在中频输入功率IFinPower=<-20 dBm时，混频的转换增益大约为10 dB，在IFinPower>-20 dBm后，转换增益开始衰减，约按线性衰减，在IFinPower=-10 dBm时增益为0 dB。图10仿真条件为IFinPower=-20 dBm时的仿真结果，在振荡输入功率LOinPower>=0 dBm时，转换增益趋于平稳，ConvGain>10 dB。当LOinPower=<0 dBm时，转换增益开始衰减，约为线性衰减，在LOinPower=-8 dBm时，增益为0。图11给出了本振LO泄露到RF输出端口的功率随中频输入功率变化的增益曲线，本文定义为：LO-RF-Isolation=(射频输出端口本振功率)RFoutLO-LOinPower。当LOinPower=0 dBm，由图11可看出当中频输入功率IFinPower=<-15 dBm时，随着中频输入功率的增大，振荡功率泄露到射频输出端口RFin的衰减变大，在IFinPower=-22 dBm时，衰减增益大约为-32.5 dBm。图12给出了当中频输入功率IFinPower=-20 dBm时，射频端口对振荡端口的隔离度曲线，整体的趋势是随振荡频率的增大，衰减增益变小，在LOinPower=0 dBm附近有一个相对稳定的衰减，大约衰减-31 dBm。
图13给出了输入1 dB压缩点的曲线图，本振功率为0 dBm。outPower曲线为射频输出端口输出功率曲线，line线为辅助线。随着中频输入功率的变大，输出功率也在增大，在中频输入功率IFinPower=-20 dBm时,增益压缩1 dB，此点的输出大约功率为-11 dBm，最大输出功率约为-10 dBm。
表1是本文与参考文献的有关参数对比表。
3 结束语
本文应用厦门三安PHEMT工艺设计实现了一款24 GHz频段的上变频混频器，由版图仿真结果来看最大转换增益高达9 dB。射频输出口对本振的抑制大于32 dB，有较好的抑制效果。可对国产商用Ka波段混频器的设计提供一定参考。
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