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随着高速信号的普及，迫切需要保证这些信号接口能够维持正确时序和保真度的措施。上升时间一般在亚纳秒级，传输延时在纳秒级。系统对时序的要求越来越严格，如果不对信号通路进行认真分析，将无法获得精确的时序。
引言
本文的目的并不是推导传输线方程，解释为什么会出现以下的情况，我们的目的是说明在什么地方需要使用它以及如何使用。文章通过实际案例中的传输线理论，阐述可能出现的结果，并推荐了相应的解决方案来避免一些常见错误。典型的高速信号通路如图1所示。高速信号通路中经常出现的问题有：
不希望的振荡
波形振铃
过冲和下冲
在波形上升沿和下降沿出现的边沿效应
上面所有这些效应会引入大量的时序误差，某些情况下还会产生直流误差，从而劣化了信号通路。优化信号通路可避免这些误差，在下面的案例研究中将进行演示。
图1. 简单的高速传输线
图1所示的电路中，源和负载阻抗都是电阻。对于下面的案例研究，我们将保持其电阻性，以便简化分析。传输线的特性阻抗一般定义为ZO。在理想情况下，RS = ZO = RL。对于这些相同的案例研究，我们使用50Ω的阻抗。分析中可以采用任意阻抗，结果类似。
基本传输线理论
传输线有两种基本简化电路。
无损传输线
图2所示为无损传输线。它之所以是无损的，是因为没有产生损耗的阻性元件。
图2. 无损传输线
采用四种阻抗定义无损和有损传输线。
L = 单位长度特征电感
C = 单位长度特征电容
R = 单位长度特征电阻
G = 单位长度特征电导
有损传输线
如果R << jωL，G << jωC，那么可以忽略R和G的有损项。这是对图3的假设，由此，我们只需要参考图2。
图3. 有损传输线
两个基本特征参数定义了图2所示传输线。
特征阻抗(ZO)，其中：
；注意：这是一个实数。
传输时间(τ)，其中：
典型线路阻抗
表1列出了一些常见导线的典型阻抗和传输延时。
表1. 线路阻抗的典型特征参数
| Type of Line | ZO (Ω) | L (nH/in) | C (pF/in) | τ (ns/ft) |
| Single wire，well above ground | 575 | 50.8 | 0.152 | 1.05 |
|
Micro-strip on FR4 board W = 1.5mm，T = 0.035mm，H = 0.794mm W = 2.3mm，T = 0.035mm，H = 0.794mm W = 0.7mm，T = 0.035mm，H = 0.794mm |
50.71 36.09 76 |
7.17 4.71 10.45 |
2.79 4.05 1.81 |
1.65 1.65 1.65 |
| Twisted pair | 100 | 7.5 | 0.75 | 2.3 |
| Coaxial | 50 | 6.35 | 2.54 | 1.52 |
传输反射
现在，我们通过观察三个基本阻抗来研究信号通路对信号保真度的影响。
RS = 驱动源阻抗。它会随着应用而变化。某些应用中，RS为50Ω，有的应用则是75Ω；如果由具有反馈通路的缓冲器直接驱动，它可能是数十欧姆甚至更低。当输出来自CMOS缓冲器时，则可能是几千欧姆。
ZO = 信号通路或传输线的阻抗。该信号通路也会因为我们所选择的单线、同轴电缆、微带线或带状线的不同而变化。信号通路还具有另外一个更重要的参数，即，信号通过整个通路的时间(τ)。
RL = 负载，这是我们定义的负载。在下面的案例中它为电阻，随应用的不同而变化。
所有三个参数都会以不同的方式影响信号，利用图4所示设置分析其影响。这一设置是所有案例研究中所采用的基本电路。
图4. 测试原理图
图4中类似的设置会产生两种反射。一是源反射系数(SRC)，即RS和ZO的相互作用，二是负载反射系数(LRC)，即ZO和RL的相互作用。所有这些反射系数都表示反射回来的电压，其定义如下：
以及
案例研究
下面的四个案例研究以图4中的设置为参考。唯一变化的参数是RS、ZO和RL。
案例1 (RS = 0Ω，RL = ∞，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns)
规格与其最接近的实际案例是驱动ECL输入的低阻缓冲器。
图4中的发生器提供幅度为1V、上升时间(tr)为500ps的阶跃脉冲。具有上述阻抗的VOUT仿真曲线如图5所示。
图5. RS = 0Ω，RL = ∞，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns
这一设置的问题是在输出节点VOUT出现了满幅振荡。这一案例有些不切实际，因为我们一般不会驱动零阻抗的传输线，也不会有无穷大的负载。然而，这达到了突出问题的目的，即，如果阻抗和所采用的负载接近时，将出现这一情况。
案例2 (RS = 10Ω，RL = 10kΩ，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns)
案例2要更实际一些，它演示了使用低阻缓冲器，在这个例子中为10Ω，驱动带有高阻抗负载的50Ω传输线。结果如图6所示。在这一曲线中可以看到，在输出节点VOUT观察到了非常普遍的振铃问题；振铃最终衰减下去。
图6. RS = 10Ω，RL = 10kΩ，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns
案例3 (RS = 30Ω，RL = 500Ω，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns)
案例3和部分典型设置非常相似。这里，输入缓冲阻抗为30Ω，传输线是50Ω，负载为500Ω。测试设置和案例1、案例2的相同，但是振荡或者振铃大大降低了。我们在图7曲线上所看到的是VOUT节点输出波形的标准过冲和下冲。
图7. RS = 30Ω，RL = 500Ω，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns
案例4 (RS = 50Ω，RL = 50Ω，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns)
最后，案例4阐述了输入和传输线理想匹配以及传输线和输出相匹配的情况。图8所示为我们希望在VOUT节点出现的波形，没有振荡、振铃或过冲。
图8. RS = 50Ω，RL = 50Ω，ZO = 50Ω，τ = 2.5ns
案例结果讨论
这里所讨论的四个案例代表了很多可能案例的集合，这些案例出现的问题和上面看到的相似。显然，我们应该对源、传输线和负载进行匹配才能得到最佳结果。但是，实现匹配要比上面案例所建议的措施困难得多。需要仔细研究：
a.
源
源需要有匹配阻抗以及较大的带宽，但这并非总是可行。而且，有时源的边沿可能已经有缺陷，例如，振铃、过冲、下冲和下陷等，从而使匹配问题更加复杂。
b.
传输线
传输线一般是印刷电路板(PCB)走线、较长的同轴电缆、简单的导线或者双绞线电缆等。这种通路的模型并不总是可以简化为50Ω的阻抗。其阻抗分布可能非常复杂，走线本身的实际形状使得阻抗分配更加复杂。
c.
负载
负载并不总是简单的阻性负载。还需考虑负载连接有其它复杂阻抗的问题。加入连接器也是负载变得更加复杂。
源、信号通路和负载之间没有进行仔细的匹配会导致输出产生振荡、有害的振铃效应等。图5、图6和图7非常清楚地显示了这些问题。
这四个案例还说明了我们能够减小甚至消除振铃问题的途径。对于这些案例，提高低阻抗源的输出阻抗就能够有效地增大输出阻抗，使其接近所需要的50Ω阻抗。对高阻抗负载进行匹配也能够有效地得到50Ω阻抗。
需要注意的是脉冲边沿振铃和假象会改变波形，它对系统性能的影响很大。特别是这些假象出现在比较器输入时，会导致错误的触发。假象还会增大信号通路的延时。优化信号通路有助于减小这些有害的影响。
分析并验证结果
反射图
理论上，您可以画出众所周知的“反射”图，验证上面所有案例的结果。这是非常有用方式，能够更好地理解这些信号是怎样出现在输出端的。虽然反射图很有帮助，但是需要一定的时间，如果电路比较复杂，也很难使用。最简单的方法是下面仿真一节所建议的SPICE仿真。使用SPICE仿真器之一对这四个案例进行仿真。
仿真
优化信号通路最快的方法是使用SPICE型仿真器。电路如图4那样简单。记住以下几点非常重要。
使用精确的源模型，如图4所示。只有源的输出部分需要建模。这一模型应表示出串联电阻、串联电感和并联电容。
图4中表示的传输线不论是PCB走线还是同轴电缆、双绞线等，都需要建立准确的模型。
最后，对图4中的负载也需要进行精确建模，以反映出电阻、电感和并联电容。
对源、传输线和负载进行建模较好的工具是时域反射计(TDR)。使用TDR可以测量R、L和C等元件，从而建立更准确的模型。
总结
很容易看出，如果不能仔细地匹配整个信号通路上的源、传输线和负载，将会出现信号劣化。上面讨论的四个案例对此进行了演示。如果达不到匹配，会有无法预见的误差出现。使用SPICE仿真器及其简化建模方法能够很快地找到问题所在。利用这些信息，可以迅速设计并验证解决方案。
随着频率的升高，需要投入大量的精力对整个信号通路进行建模和仿真。这样可以保证最准确、可预测的结果。
审核编辑：黄飞
工商网监
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