D类功率放大器

李涛 2022-08-03 4238

模拟技术

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描述

本文介绍如何使用高电压 GreenPAK™ IC 设计简单的 D 类功率放大器。D 类放大器的工作原理是从连续控制信号中导出两态信号并使用电源开关将其放大。每个D 类放大器的核心是至少一个比较器和一个开关功率级。除了成本最低的功率放大器外，其他所有放大器都添加了无源 LC 滤波器。

下面总结了 D 类放大器与传统 AB 类放大器的优缺点。

AB类

优点：最低失真——高保真度的总谐波失真加噪声 (THD + N) 小于 0.1%。

缺点：效率低——最大可能的效率约为 60%。耗电高，发热显着。它的尺寸也更大。

D级

优点：效率高——大于 90%。更低的功耗和更低的发热量。尺寸更小。在小封装中具有极高的功率潜力（400 至 500 W）。

缺点：产生高频噪音。

最基本的拓扑结构利用带三角波（或锯齿波）振荡器的脉宽调制 (PWM)。图 1 显示了基于 PWM 的半桥 D 类放大器的简化框图。它由一个脉宽调制器、两个输出 MOSFET 和一个外部低通滤波器（L _F和 C _F）组成，用于恢复放大的音频信号。如图所示，两个 MOSFET 通过将输出节点交替连接到 V _DD来作为电流导向开关工作和地，因此 D 类放大器的最终输出是高频方波。输出方波由输入音频信号进行脉宽调制。PWM 是通过将输入音频信号与内部生成的三角波（或锯齿波）振荡器进行比较来实现的。产生的方波占空比与输入信号的电平成正比。当没有输入信号时，输出波形的占空比等于 50%。图 2 说明了由于输入信号电平变化而产生的 PWM 输出波形。

这种基本拓扑有一些缺点：非常低的电源抑制比和高 THD。输出信号的质量高度依赖于三角波的线性度和稳定性，这使电路显着复杂化。

图 1：半桥 D 类放大器，基本拓扑

图 2：输出信号脉冲宽度随输入信号成比例变化

D 类音频放大器最常用的拓扑结构之一称为自振荡。自振荡 D 类音频放大器的特点是开环带宽等于开关频率，这与传统的 PWM 放大器不同，传统 PWM 放大器的环路带宽通常限于开关频率的十分之一。这种增加的环路带宽在低频下提供了有价值的环路增益，这有利于降低总谐波失真 (THD)。

有多种设计自振荡 D 类功率放大器的方法，例如：

滞后切换，见图 3。

该电路的明显缺点是开关频率随电源电压的变化而变化。可以通过使用开关波形本身作为迟滞反馈来进行微小的修改。沿着这些路线构建的放大器通常会产生相当可观的性能，这是这种安排的流行原因。这里最重要的问题是产生的最小脉冲宽度仅为空闲脉冲宽度的一半。工作频率随调制指数波动很大，遵循抛物线，在零调制时达到最大值，在最大调制时达到零。结果是调制接近削波，因为开关频率穿过音频频带。

图 3：迟滞开关拓扑

图 4：迟滞开关放大器输出信号

移相控制振荡

图 5：相移控制振荡拓扑

图 6：相移控制的振荡放大器输出信号

一种在不使用滞后的情况下获得自振荡的方法采用反馈网络的相移来产生稳定的自振荡。放大器将以反馈网络具有 180 度相移的频率振荡。这种方法的一个相当令人愉悦的特性是，与滞后调制器相比，可以使开关频率稳定得多。理论上，最大调制时的最小脉冲宽度变为零（实际上，大约是有源电子设备传播延迟的两倍）。在此过程中，开关频率仍会降至零，但时间会很晚，届时载波中的能量将少得多。通过二阶滤波器重建后，残差的幅度几乎保持不变。即使在仔细聆听的条件下，

相位控制的一个显着缺点是调制本质上是非线性的，在大调制指数时会增加失真。

然而，这种拓扑结构提供了适用于大多数应用的简单低成本解决方案。对于 HV PAK 设计，请参阅第 1.1 节和第 1.2 节。

使用重构滤波器的相移控制

重构滤波器的相移通常被视为负担，很少被视为优势。二阶滤波器对于构建移相控制放大器非常有趣。需要提醒的是，开关频率设置得远远超出滤波器的转角频率。在任何足够高的频率下，二阶低通滤波器都会产生接近 180 度的相移。变化的负载条件只会影响到几度的数量级。

然而，围绕这样的过滤器关闭负反馈循环是不够的。振荡发生在恰好 180 度的相移（其他 180 度由极性反转提供），这只发生在无穷远处。一个额外的网络是为了使相移远离低于所需开关频率的 180 度，而另一个网络则将其推到该频率以上。任何实际电路都已经免费提供后者。比较器和功率级的组合传播延迟构成与频率成正比的相移。前者可以像反馈路径中的相位超前网络一样简单。

图 7：使用重构滤波器拓扑的相移控制

由于在任何有用的振荡频率下，输出滤波器的相移为 180 度，因此将在传播延迟和相位超前抵消的频率处发生振荡。应注意确保在任何实际负载条件下都不存在具有 180 度相移的第二个点，因为该点肯定是物理谐振频率滤波器。如果不这样做，通常会导致放大器在没有连接负载的情况下第一次过载时失效。请参见图 8，其中 H _lpf是 LC 滤波器的传递函数，而 H _fbn是反馈网络的传递函数Delay(s) 是表示传播延迟的线性相移函数。

图 8：相移

使用重构滤波器拓扑的相移控制比之前描述的拓扑有很大的优势。负反馈回路包含重建滤波器，这允许完全补偿任何非线性。使用这种拓扑设计的放大器能够产生极低的 THD+N，可以与 AB 类竞争，同时具有 D 类的所有优点。

一、设计运营

完整的电路设计文件可以在这里找到。它是使用GreenPAK Designer 软件制作的。

1.1. 简单的移相控制振荡放大器

使用 HV PAK 构建一个简单的相移控制振荡放大器至少需要两个宏单元：ACMP 和 HV OUT CTRL。图 10 显示了此类设备的 GreenPAK Designer 项目。该放大器提供了一个简单的解决方案，需要更少的外部组件，这意味着更少的 PCB 表面。可以看出，该项目仅使用了一个高压桥（单声道）。另一个通道可用作第二个通道（立体声）或驱动电机或螺线管，例如，在对讲设备中锁定/解锁门。此外，该设计在低电平有效的 PIN 2 上具有使能功能。该原理图具有相对较高的振荡频率，接近 680 kHz，但在这种情况下，这是一个优势。频率越高，输出滤波器 L1、L2 和 C4 越小。图 9 显示了测试 PCB 及其尺寸。如果需要的话，

该放大器具有以下特点：

电源电压 – 3.5 V 至 5 V
电流消耗（无输入信号）– 3.2 mA
待机电流（启用 – 低） – 0.82 mA
输出功率（电源 – 5V，负载 – 4 欧姆） – 3 W（最大）
增益 – 20 dB
输入电阻 – 5.6 kOhm

图 9：测试 PCB。上 - 左，下 - 右

图 10：简单的相移控制振荡放大器项目

此外，如前所述，该设计可以选择通过 HV OUT CTRL1 桥来驱动电动机、螺线管、继电器或类似设备。在这种情况下，它被配置为两个独立的半桥，可以单独控制。PIN 20 控制输出到 PIN 9 的半桥，PIN 17 控制输出到 PIN 10 的半桥。PIN 14 用于启用桥（高电平有效）。

1.1.1 宏单元配置

表 1：PIN 设置

表 2：LUT 设置

表 3：ACMP 设置

表 4：高压输出设置

1.2 无输出滤波器的移相控制振荡放大器

从之前的设计中可以看出，尽管外部元件数量少且 HV PAK 封装尺寸小，但该器件占据了 PCB 面积的很大一部分。虽然可以将电阻器和电容器的尺寸减小到 0201（而不是 0805），但除了 R5，由于大电流，不可能使用更小的电感 L1 和 L2。下一个设计允许解决此问题。

在全桥 D 类放大器的传统设计中，高频和低频信号在电桥输出端都被反转。因此，输出滤波器可防止负载分流高频信号。

如图 11 所示，该设计提供了一种解决方案，其中两个输出（PIN 7 和 PIN 8）上的高频信号同相，因此电流不会流过负载。同时，这些引脚上的音频信号将相互反转。

图 11：无输出滤波器项目的移相控制振荡放大器

与前一个设计相比，此设计使用了更多的外部组件，但由于没有两个电感器，因此 PCB 占用空间更小，请参见图 12。

图 12：不带输出滤波器的测试 PCB。上 - 左，下 - 右

该器件的工作方式与前一章中描述的放大器相同，但 HV 输出配置为两个独立的半桥。这允许独立控制两个输出。每个半桥使用两个 ACMP，构建了两个相同的振荡器，它们由电容器 C3 同步。这导致两个输出上的相同（同相）方波电压。这意味着输出引脚可以短接，不会泄漏高频电流。

同时，音频信号被引入到两个 ACMP 的相反输入端。这导致输出信号被反相调制。因此，只有低频电流会流过负载，从而无需输出滤波器。

该放大器具有以下特点：

电源电压 – 3.5 V 至 5 V
电流消耗（无输入信号）– 2.1 mA
待机电流（启用 – 低） – 0.82 mA
输出功率（电源 – 5V，负载 – 4 欧姆） – 3 W（最大）
增益 – 20 dB
输入电阻 – 2 kOhm

表 5：PIN 设置

表 6：LUT 设置

表 8：高压输出设置

结论

可以看出，使用高电压 GreenPAK IC 构建简单的低成本 D 类放大器非常容易。本文档中显示的两种设计都是可基于SLG47105构建的器件的最简单版本。它们不打算成为 Hi-Fi 设备的一部分，但仍可用于便携式音频设备、对讲机、门铃等。第 1.1 节中描述的放大器可以修改为立体声放大器，或者其余的全电桥（或两个半桥）可用于驱动任何大电流负载，例如直流电机、螺线管、继电器、大功率 LED 等。最后一条语句也适用于第 1.2 节中描述的放大器。

审核编辑：刘清

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