射频前端IC简化软件GPS接收器

星星科技指导员 2023-03-08 1370

描述

本文研究了L1频段民用GPS应用中基于软件的接收器的基本理论，包括对信号采集和跟踪的讨论，以及接收器中位同步的需求。此外，还简要介绍了L1频段GPS接收器MAX2741，该接收器用作接收器的紧凑且价格低廉的RF前端。

用于全球定位系统（GPS）的软件技术1, 2最近引起了通信和导航工程师日益增长的兴趣。得益于VLSI的发展，强大的CPU和DSP现在能够使用软件实时检测和解码GPS信号。由此产生的基于软件的GPS接收器在修改设置以适应新应用方面提供了相当大的灵活性，无需重新设计硬件，对不同的频率计划使用相同的电路板设计，并实施未来的升级。本文重点介绍软件GPS接收机基本理论的CDMA通信方面。对于导航消息的解码和位置计算，感兴趣的读者可以参考James Bao-Yen Tsui的书，全球定位系统接收器的基础：一种软件方法。3

GPS系统由24颗空间卫星或航天器（每颗由唯一的PRN代码标识）、一个地面控制站和用户设备（接收器）组成。对于民用GPS应用，卫星通过位于1.1GHz的L57542频段进行通信。

GPS接收器需要至少四颗卫星的视线“可见性”才能建立可靠的位置。信号的采集和跟踪非常复杂，因为每个信号都随时间和接收器位置而变化。基于软件的GPS接收器（图1）的RF前端首先使用低噪声放大器（LNA）放大微弱的输入信号，然后将信号下变频至约4MHz的低中频（IF）。这种下变频是通过使用一个或两个混频器将输入RF信号与本振信号混合来实现的。产生的模拟中频信号通过模数转换器（ADC）转换为数字中频信号。

图1.软件 GPS 接收器的简化图。

Maxim在MAX2741中集成了该硬件（LNA、混频器和ADC），从而显著缩短了应用开发时间。其两级接收器放大入射1575.42MHz GPS信号，将其下变频至37.38MHz的第一中频，进一步放大，然后下变频至3.78MHz的第二中频。内部2位或3位ADC（可选择为具有1位或1位幅度的2位符号）对第二个IF进行采样，并将数字化信号输出到基带处理器。集成的频率合成器可实现灵活的频率规划，只需更改设置，即可在同一块电路板上实现 2MHz 和 26MHz 之间的许多常用参考频率。集成的基准振荡器支持使用晶体或温度补偿晶体振荡器（TCXO）进行操作。

传统的 GPS 接收器在 ASIC 中实现采集、跟踪和位同步操作，但软件 GPS 接收器通过在软件而不是硬件中实现这些模块来提供灵活性。通过简化硬件架构，软件使接收器更小、更便宜、更节能。您可以使用 C/C++、MATLAB 和其他语言编写软件，并将其移植到所有操作系统（嵌入式操作系统、PC、Linux 和 DSP 平台）中。因此，软件GPS接收器为移动手机、PDA和类似应用提供了最大的灵活性。®

全球定位系统信号

我们只考虑位于 1GHz 的知名 L1 频段上的民用 GPS 信号，频率为 57542.<>GHz。GPS系统实际上是一个简单的扩频通信系统。4民用应用的信号发生模块如图2所示。首先，将 50bps 的导航消息重复 20 次以产生 1000bps 的比特流。然后，重复信号通过长度为1023个芯片的唯一C / A代码进行传播（芯片是应用伪随机噪声码的速率）。结果是每秒 1.023 兆比特（Mbps）的基带信号。因此，GPS系统的43dB处理增益（G）允许其分辨远低于热噪声水平的信号。

图2.民用GPS信号的结构。

每颗卫星都被分配了一个唯一的C/A代码，也称为黄金代码。5由于黄金代码表现出优异的自相关和互相关特性，因此广泛用于CDMA通信系统，如WCDMA，cdma2000等。基带信号通过二进制相移键控（BPSK）进行调制，并上变频至L1频段进行传输。®

收购

由于GPS是CDMA通信系统，因此接收器必须同步伪随机噪声（PRN）代码，作为解调数据的先决条件。代码同步通常分两步实现：用于粗码对齐的代码采集和用于精细对齐的代码相位跟踪。6

更明确地说，GPS接收器必须首先确定它是否对某些卫星具有视线可见性。众所周知，每颗卫星都由唯一的C / A代码区分。当卫星可见时，采集确定信号的频率和码相位，进而建立相应的解调参数。接收信号频率因多普勒效应而异7，这会导致频率偏离其标称值 5kHz 至 10kHz，具体取决于卫星相对于接收器的速度。

信号采集的目的是粗略地确定载波频率和C/A码相位，C/A码相位表示数据块中C/A码的开始。常见的采集方法包括串行搜索，由于其简单的逻辑架构，它是硬件实现的理想选择，以及频域并行码相采集，其低计算复杂度使其适用于软件实现。

串行搜索模式的框图（图3）显示，接收到的信号首先下变频为同相和正交（I和Q）分量。然后，一对I-Q相关器将I和Q基带信号与本地生成的PRN序列相关联。在一位的持续时间内积分后，I-Q相关器输出相加以提供输出决策变量。

图3.时域中的串行搜索采集。

每当决策变量超过某个阈值时，系统就会假定相应的采集成功，并进入跟踪模式。否则，调整局部生成的PRN序列的相对相位和振荡器频率以更新决策变量，并重复上述过程。串行搜索方法的简单逻辑结构使其在ASIC中实现是可行的，但对于软件实现，由于搜索空间巨大，因此不实用。假设系统容许500Hz载波频率偏移，多普勒频率为10kHz，则软件实现的搜索空间约为2×（10000/500）×1023 = 40，920。显然，在软件中进行串行搜索采集是困难的。

另一种采集方法称为频域并行码相采集，在软件实现中复杂度较低（图 4）。基本原理是将多普勒频率和码相搜索合二为一，在PRN码的FFT变换之后，将所有码相信息反映到频域中。然后，我们只需要搜索多普勒频率偏移上的空间，从而实现快速有效的软件搜索。

图4.频域中的并行搜索采集。

首先，将输入信号分别乘以本地产生的正弦和余弦载波（I和Q信号分量）。然后，I和Q分量组合为FFT模块的复数输入。此傅里叶变换的结果乘以 PRN 码的 FFT 变换的共轭（PRN 生成器生成具有零码相位的代码）。在实践中，可以将FFT操作和PRN代码的生成制成表格，以降低计算复杂性。

最后，输入信号和本地代码的乘积（表示输入频率和载波频率之间的校正）应用于傅里叶逆变换，其平方输出反馈到决策逻辑。基于FFT的频域已被证明是计算的低消耗者。对于前面提到的示例，采集的复杂性大约为 20000/500 = 40 FFT 操作。图5显示了基于FFT的并行码采集，用于可见（a）和不可见（b）卫星的情况。

图5.相关器输出，用于当卫星可见（a）和不可见（b）时基于FFT的并行码采集。

因此，串行搜索方法具有方便的ASIC实现所需的简单逻辑和控制架构。然而，巨大的搜索空间给软件算法带来了复杂性。因此，串行搜索方法不是软件GPS接收器的好选择。相比之下，并行代码采集方法的低复杂度使其成为软件实现的理想选择。然而，它的逻辑架构比串行搜索方法复杂得多，因此很难在ASIC中实现。

跟踪

采集可建立 GPS 信号频率和码相参数的粗略对齐。因此，跟踪的目的是优化这种对齐，以便系统可以使用精确的码相位和频率信息解调数据。跟踪包括码相跟踪和载频跟踪。代码跟踪是通过图 6 所示的延迟锁紧循环（DLL）完成的。

图6.代码阶段跟踪技术。

DLL 电路将输入信号乘以 PRN 代码的三个本地副本（时间定位在 ±0.5 芯片），它们表示相对于输入信号的早期、提示和延迟到达。积分后，这些信号中的每一个都表示输入信号与本地副本之间的相关性。然后选择并保留具有最高相关值的那个（图 7）。载波频率跟踪由锁相环（PLL）或Costas环路执行。8载波跟踪的目的是将本地生成的频率调整到输入信号的确切频率。

图7.这些波形说明了图6电路的工作原理。

解调和位同步

在采集和跟踪建立初始同步后，可以解码导航位。数据解调首先将1.023Mbps输入信号解扩为1000bps位流。然后调用位同步以从 50bps 流中恢复 1000bps 信息。

对于位同步，我们首先需要确定时间上位的开始。这是通过找到过零边沿（0V）来实现的，该边沿表示位的开始。当知道该边沿时，我们可以以 1000ms 的间隔对 20bps 的输入流进行分区，因为我们知道导航数据消息（50 位）的持续时间为 20ms（图 8）。最后，对间隔为20ms的位样本求和并取平均值，以解码导航数据。

图8.位同步的注册方法。

结论

本文简要介绍了有关软件GPS接收机的某些主题，包括GPS信号结构，采集，跟踪和位同步。软件GPS技术为许多潜在应用提供了高度的灵活性和简单性。为了支持这些可能性，MAX2741紧凑、价格低廉的RF前端为软件GPS接收器和传统硬件实现的频率规划提供了灵活性。当然，每种解决方案都有其优点和缺点 - 软件GPS接收器需要高性能处理器和适量的内存。

审核编辑：郭婷

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