一种新型高中频架构，X和Ku波段小尺寸资料下载

卫星 通信、雷达和 信号情报(SIGINT)领域的许多航空航天和防务 电子系统早就要求使用一部分或全部X和Ku频段。随着这些应用转向更加便携的平台，如 无人机(UAV)和手持式无线电等，开发在X和Ku波段工作，同时仍然保持极高性能水平的新型小尺寸、低功耗无线电设计变得至关重要。本文介绍一种新型高中频架构，其显著削减了接收机和发射机的尺寸、重量、功耗与成本，而系统 规格不受影响。由此产生的平台与现有无线电设计相比，模块化程度、灵活性和软件定义程度也更高。 简介 近年来，推动 RF系统实现更宽带宽、更高性能、更低功耗，同时提高频率范围并缩小尺寸的力量越来越强大。这一趋势已成为技术进步的驱动力，RF器件的集成度远超以往所见。有许多因素在推动这一趋势。 卫星通信系统为了发送和接收每天收集到的数TB数据，对数据速率的要求已达到4 Gbps。这一要求推动系统的工作频率提高到Ku和Ka波段，原因是在这些频率上更容易实现更宽的带宽和更高的数据速率。这势必导致通道密度更高，每通道的带宽更宽。 在信号情报领域，性能要求也在不断提高。此类系统的扫描速率越来越高，故而要求系统具有快速调谐PLL和宽带宽覆盖范围。对尺寸更小、重量更轻、功耗更低(SWaP)和集成度更高系统的需求，源于业界希望在现场操作手持式设备，以及希望提高大型固定位置系统的通道密度。 相控阵的发展同样得益于单 芯片RF系统集成度的提高。集成让 收发器越来越小，使得每个 天线元件都可以有自己的收发器，进而促使 vwin 波束赋形向数字波束赋形转变。通过数字波束赋形，单一阵列可以同时追踪多个波束。相控阵系统应用广泛，包括天气雷达和定向通信等。由于低频信号环境变得越来越拥堵，许多应用不可避免地要求提高频率。 本文介绍如何利用一种高度集成的架构来应对上述挑战，该架构将 AD9371收发器用作中频接收机和发射机，使得整个中频级及其相关器件都可以从系统中移除。文中比较了传统系统与提议的架构，并举例说明了如何通过典型设计流程来实现此架构。具体说来，使用集成收发器可以实现一些高级频率规划，这是标准超外差样式收发器做不到的。 超外差架构概述 超外差架构由于能实现很高的性能而成为多年来的首选架构。超外差接收机架构通常包括一个或两个混频级，混频级馈入 模数转换器( ADC)。典型超外差收发器架构如图1所示。 图1. 传统X和Ku波段超外差接收和发射信号链 第一转换级将输入RF频率上变频或下变频至带外频谱。第一IF（中频）的频率取决于频率和杂散规划、混频器性能以及RF前端使用的 滤波器。然后，第一IF向下转换为ADC可以数字化的较低频率。虽然ADC在处理更高带宽的能力上取得了巨大进步，但为达到最优性能，其频率上限目前是2 GHz左右。输入频率更高时，必须考虑性能损失，而且更高输入频率要求更高 时钟速率，这会导致功耗上升。 除混频器外，还有滤波器、 放大器和步进衰减器。滤波用于抑制不需要的带外(OOB)信号。若不加抑制，这些信号会在目标信号上产生杂散，使目标信号很难或无法进行解调。放大器设置系统的噪声系数和增益，提供足够高的灵敏度以接收小信号，同时又不是太高以至于ADC过度饱和。 还有一点需要注意，此架构常常需要使用表面声波(SAW)滤波器以满足ADC严格的抗混叠滤波器要求。SAW滤波器会提供急剧滚降性能以满足这些要求，但同时也会带来明显的延迟和纹波。 图2所示为一个X波段超外差接收机频率规划示例。该接收机希望接收8 GHz和12 GHz之间的信号，带宽为200 MHz。目标频谱与可调谐本振(LO)混频，产生5.4 GHz IF。然后，5.4 GHz IF与5 GHz LO混频以产生最终的400 MHz IF。最终IF范围是300 MHz至500 MHz，这是很多ADC能够发挥良好性能的频率范围。 图2. X波段接收机频率规划示例 接收机的重要特性 除了熟知的增益、噪声系数和三阶交调截点特性以外，影响接收机架构频率规划的其他典型特性包括镜像抑制、IF抑制、自发杂散和LO辐射。 镜像杂散—目标频段之外的RF，其与LO混频产生IF的干扰。 IF杂散—IF频率的信号，其通过混频器之前的滤波潜入，显示为IF干扰。 LO辐射—来自LO的RF泄漏到接收机链的输入 连接器。LO辐射是可以 检测到的，即使在仅接收的工作模式下也能检测（参见图3）。 图3. LO辐射泄漏通过前端返回 自发杂散—接收机内部的时钟或本振混频导致的IF杂散。 镜像抑制特性同时适用于第一和第二混频级。在X和Ku波段的典型应用中，第一混频级的 中心频率可以是5 GHz到10 GHz范围的高IF。这里需要高IF，原因是镜像频率为Ftune 2 × IF，如图4所示。IF越高，镜像频段离得越远。此镜像频段必须在其到达第一混频器之前加以抑制，否则此范围内的带外能量会表现为第一IF中的杂散。这是通常使用两个混频级的主要原因之一。如果只有一个混频器，并且IF为数百MHz，那么将很难在接收机前端中抑制镜像频率。 图4. 混频进入IF的镜像 将第一IF下变频至第二IF时，第二混频器也存在一个镜像频段。第二IF的频率较低（几百MHz到2 GHz），故第一IF滤波器的滤波要求可能视情况而不同。对于第二IF为几百MHz的典型应用，高频第一IF的滤波可能非常困难，需要很大的定制滤波器。这常常是系统中最难设计的滤波器，因为频率很高且抑制要求通常很窄。 除镜像抑制外，还必须有力地滤除从混频器返回接收输入连接器的LO功率水平。这样可确保无法因为辐射功率而检测到用户。为此，LO应远离RF通带，确保可以实现充分滤波。 高中频架构概述 最新集成收发器 产品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接变频收发器，具有两个接收通道和两个发射通道。接收和发射带宽可在8 MHz至100 MHz范围内调整，工作模式可配置为频分双工(FDD)或时分双工(TDD)。该器件采用12 mm2 封装，TDD模式下功耗约为3 W，FDD模式下功耗约为5 W。由于正交纠错(QEC)校准的优势，它实现了75 dB到80 dB的镜像抑制性能。 图5. AD9371直接变频收发器功能框图 集成收发器 IC的性能进步开启了新的可能性。AD9371集成了第二混频器、第二IF滤波和放大、可变衰减ADC以及信号链的数字滤波和抽取功能。在该架构中，AD9371（其调谐范围为300 MHz至6 GHz）可调谐到3 GHz和6 GHz之间的频率，直接接收第一IF（参见图6）。其增益为16 dB，NF为19 dB，5.5 GHz时的OIP3为40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收机。 图6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中频接收机 集成收发器用作IF接收机，便不再需要像超外差接收机那样担心通过第二混频器的镜像，这可以大大降低第一IF带的滤波需求。不过，为了消除收发器中的二阶效应，仍然需要一定的滤波。第一IF带现在应以两倍的第一IF频率提供滤波以消除此类效应，这比滤除第二镜像和第二LO要容易得多，它可能接近数百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC滤波器成品即可满足此类滤波要求。 这种设计还使系统具有很高的灵活性，可针对不同应用而轻松加以重复使用。灵活性的表现之一是IF频率选择。IF选择的一般经验法则是让它比经过前端滤波的目标频谱带宽高1 GHz至2 GHz。例如，若设计师需要4 GHz频谱带宽（17 GHz至21 GHz）经过前端滤波器，则IF可以位于5 GHz频率（比目标带宽4 GHz高1GHz）。这有助于前端实现滤波。如果只需要2 GHz带宽，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有软件定义特性，很容易随时改变IF，所以特别适合需要避开阻塞信号的认知无线电应用。AD9371的带宽也可以在8 MHz至100 MHz范围内轻松调整，有利于避免目标信号附近的干扰。 高中频架构的高集成度使得最终的接收机信号链所占空间只有等效超外差架构的50%左右，同时功耗降低30%。另外，高中频架构接收机比超外差架构更为灵活。这种架构是要求小尺寸、高性能的低SWaP市场的福音。 高中频架构接收机频率规划 高中频架构的优点之一是能够调谐IF。当试图创建一个能避开干扰杂散的频率规划时，这种能力特别有用。当接收到的信号在混频器中与LO混频并产生一个非IF频段内目标信号音的m × n杂散时，就会引起干扰杂散。 混频器依据公式m × RF ± n × LO产生输出信号和杂散，其中m和n为整数。接收信号产生的m × n杂散可能落在IF频段中；某些情况下，目标信号音会引起一个特定频率的交越杂散。 例如，若观测一个设计为接收12 GHz至16 GHz信号且IF为5.1 GHz的系统，如图7所示，则引起带内杂散的m × n镜像频率可依据下式确定： 图7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中频架构 在此式中，RF为混频器输入端的RF频率，其导致一个信号音落在IF中。试举一例，假设接收机调谐到13 GHz，这意味着LO频率为18.1 GHz (5.1 GHz 13 GHz)。将这些值代入上式，并允许m和n在0到3的范围内变动，则可得到如下RF公式： 结果如下表所示。 表1. 18.1 GHz LO的M × N杂散表